Реферат: Bachelor

Значения амплитуд спектральных составляющих суммарного сигнала будут определяться значениями амплитуд составляющих Ui , т.е. значениями сопротивления Ri.  Меняя Ri можно трансформировать форму, а следовательно,  и спектр выходного сигнала.

Анализ формы и спектра возможен только в том случае, если Ri меняется по тому или иному закону в зависимости от номера каскада i.

Один из возможных законов. Сложение сигналов с равными амплитудами. Для простоты предположим, что Ui=U и первый импульс приходит в момент t=T0. Форму выходного сигнала можно определить, составив таблицу состояний триггеров и суммируя напряжения каскадов. Напряжение на выходе схемы может принимать только N+1 значений. Вероятности появления на выходе схемы различных уровней напряжений будут различными.  Последнее обстоятельство, а также весьма ограниченный набор возможных уровней напряжения и неравномерность спектра сигнала являются его недостатком. Улучшить качество сигнала можно, сделав амплитуды суммарных сигналов Uki различными.

Выбор числа сумматоров и точек их подключения определяется тем, какой сигнал требуется получить от генератора. Для получения последовательностей с максимальным периодом достаточно иметь один сумматор.

Максимальной длина периода получается только при суммировании сигналов с выходов определенных каскадов регистра. От того, как соединены каскады и каковы их начальные состояния, зависит форма сигнала, т. е. порядок чередования в нем нулей и единиц.

Имея запись реализации псевдослучайного сигнала, мы обнаружим, что в среднем за каждой единицей будут с вероятностями

встречаться единицы и нули соответственно.

Очевидно, что при N®¥ P11®P01®1/2.

В псевдослучайной последовательности максимальной длины серии из одной единицы будут встречаться 2N-2 раз, из двух единиц 2N-3 раз и т. д. До серии из N единиц, которая встретится один раз.

Тактовый генератор реализуем на микросхеме К555Г3, которая представляет собой два ждущих мультивибратора с возможностью перезапуска. Каждый из мультивибраторов представляет собой триггер с двумя выходами Q и Q  и дополнительной логикой на входе, имеющей три входа: вход сброса R (активный уровень -низкий) и два входа запуска А и В. Вход А – инверсный с активным низким уровнем, а вход В – прямой с активным высоким уровнем напряжения. Длительность выходного импульса можно рассчитать по формуле:

tи. вых.=0,28СtRt(1+0,7/Rt);

Выходной импульс можно оборвать, подав на вход сброса R напряжение низкого уровня.

Если мультивибратор АГ3 запущен, то выходной импульс можно продолжить (перезапустить), подав на вход А напряжение низкого уровня (или на вход В –высокого). С момента перезапуска до окончания импульса пройдет время tи. вых., определяемое времязадающими элементами Rt  и Сt.

Условное обозначение микросхемы представлено на рисунке 4.2

Рисунок  4.2      Микросхема К555АГ3

Таблица состояний микросхемы АГ3

Для анализа аналоговых и цифровых систем часто необходимы случайные последовательности сигналов. Их можно генерировать, подключив, например, естественный источник шумового напряжения к входу  триггера Шмитта. При этом получаются двоичные сигналы со статистическим распределением. Распределение временных интервалов логических  единиц и нулей произвольное, т. е. в их последовательности не наблюдается никакой закономерности. Если такая последовательность повторяется через определенный период времени, то она называется псевдослучайной. Система не может отличить псевдослучайную последовательность от истинно случайной, если число периодов в последовательности превышает емкость ее памяти. Это условие в большинстве случаев выполняется легко.

Большое преимущество псевдослучайных последовательностей заключается в том, что получаются воспроизводимые результаты и возможно снятие осциллограмм. Кроме того, псевдослучайный последовательности для низкочастотного диапазона получить значительно легче, чем при использовании большинства естественных источников шума.

Для генерации псевдослучайных последовательностей применяют регистр сдвига, в который определенным образом вводится обратная связь. Обратная связь создается на основе элементов ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ.

Апериодические кодовые последовательности, который может генерировать n-разрядный регистр сдвига, имеют разрядность N=2n –1 бит. С помощью 4-разрядного регистра сдвига можно, следовательно, получить псевдослучайную последовательность с максимальной длиной 15 бит. Подобная схема представлена на рисунке 4.3.

Рисунок  4.3  Генератор псевдослучайных последовательностей с n=4 бит.

Для объяснения принципа действия схемы предположим, что регистр сдвига находится  в состоянии х1=1 и х2=х3=х4=0.  При поступлении первого тактового импульса информация сдвигается на разряд вправо. Так как после окончания тактового импульса  у=х3Åх4 =0, то первый каскад устанавливается в нуль. После первого тактового импульса получаем состояние х2=1 и х1=х3=х4=0. Поскольку у в этом случае еще остается равным нулю, то после второго тактового импульса в регистр сдвига опять будет введен нуль. После второго такта получим состояние х3=1 и  х1=х2=х4=0. Но теперь  у=1. В результате в следующем такте будет вводиться единица, т. е. х1=х4=1 и х2=х3=0, 15-й тактовый импульс опять устанавливает исходное состояние. Естественно, что цикл может  начаться с любого другого кода, в том числе и с запрещенного состояния, которое блокирует схему. Необходимо, следовательно, воспрепятствовать появлению этого кода при включении или сбое. Для этого можно применить логическое устройство, показанное на рисунке4.4.

Рисунок 4.4

При появлении состояния 0000 на выходе элемента  НЕ-ИЛИ устанавливается «1». Эта единица подается на вход регистра сдвига через элемент ИЛИ. Так как в нормальном режиме состояние 0000 не возникает, введенные дополнительные логические элементы не нарушают процесса функционирования.

Совершенно безразлично, с какого выхода снимается псевдостатическая последовательность, поскольку та же самая последовательность поступает с  временным сдвигом с каждого выхода.

Таблица состояний 4-разрядного генератора последовательностей

Чтобы действительно достичь максимальной длины периода N=2n-1, необходимо подключить  логические схемы цепей обратной связи к строго определенным выходам, во всяком случае  к выходу последнего разряда. Какие еще выходы должны быть использованы в линиях обратной связи, зависит от разрядности регистра сдвига.

Для многих применений необходимо преобразовать цифровой шум в аналоговый. Для этого достаточно подключить  к выходу фильтр нижних частот, частота среза которого мала по сравнению с тактовой частотой. Напряжение при этом становится тем больше, чем чаще появляются единицы. Значительно большая полоса частот шумов достигается в случае, когда все число, которое  находится в регистре сдвига, вводится в цифро-аналоговый преобразователь.  

Для реализации 4-разрядного регистра возьмем микросхему К555ИР19, которая представляет собой четырехразрядный параллельный регистр с D –триггерами и буферными входами для разрешения записи данных EI. Условное обозначение регистра приведено на рисунке 4.5.

Рисунок 4.5 Микросхема К555ИР19

Таблица состояний регистра КР55ИР19

После того как мы сформировали маскирующую помеху необходимо преобразовать ее в аналоговую форму. Для этих целей применяется ЦАП.

Наиболее скоростные ЦАП имеют токовые аналоговые ключи. Поскольку сверхскоростной ОУ выполнить на этом же кристалле пока сложно, предпочтение отдается внешним дискрет­ным ОУ, включаемым для преобразования выходного тока ЦАП в уровни выходного напряжения (0...Uшк). К преобразователям подобного рода относится ИС К594ПА1. Она представляет собой 12-разрядный ЦАП параллельного двоичного входного кода в вы­ходные уровни тока.

Схема ЦАП содержит три группы элементов, связанных меж­ду собой на выходе делителями тока. Каждая группа—это четы­рехразрядный ЦАП с суммированием токов. Выходной ток пер­вого ЦАП непосредственно поступает на выход прибора. Выход­ные токи двух других ЦАП, образующие младшие разряды, по­ступают на выход через делители тока 1/16 и 1/128 (резисторы R15 и R17). Масштабные резисторы R16 и R18 служат для соз­дания цепи обратной связи внешнего ОУ. Таким приемом гаран­тируются малые дрейфы выходного напряжения ЦАП, посколь­ку резисторы матрицы токов и масштабные резисторы для внеш­него ОУ изготовлены на одном кристалле. Резистор R21 служит для перевода (смещения) ОУ в режиме двухполярного выходно­го сигнала. Отслеживающий усилитель У, транзистор УТ1 и рези­сторы  Rэт и Rдиф образуют схему формирования опорного напря­жения, задающую смещение на общую базовую шину всех источ­ников тока. Взвешивание разрядных токов внутри схемы ЦАП, выполняемое в два приема (в эмиттерных цепях транзисторов— источников тока используются резисторные матрицы как взвешен­ного типа в старших разрядах (R—8R), так и лестничного типа R—2R в младших разрядах), позволило сузить в матрицах диапа­зон номиналов резисторов до 1 :4 вместо требуемого в матрицах с прямым взвешиванием диапазона 1 :2048. Для поддержания по­стоянной плотности токов через эмиттерные переходы источни­ков токов с двоичным взвешиванием применены транзисторы, у которых площади эмиттеров пропорциональны токам соответст­вующих разрядов. Это позволяет сохранить постоянным падение напряжения на эмиттерных переходах вне зависимости от то­ка разряда и получить необходимую линейность.

Наличие в ИС резисторов обратной связи и резистора сдвига уровня ОУ позволяет применять ИС К594ПА1 в режимах однопо­лярного и двухполярного выходных сигналов. На рисeнке при­ведена схема включения ЦАП в режиме однополярного сигнала для работы с ТТЛ цифровыми сигналами. В этой схеме резистор R19 (10,5 кОм) включается в цепь ООС ОУ. В режиме двухполярного выходного сигнала в цепь ООС ОУ включаются ре­зисторы R19, R20, (10,5—2,5 кОм), а инвертирующий вход ОУ че­рез резистор R21 присоединяется к источнику опорного напряже­ния через переменный резистор, который необходим для компенсации первичных ошибок ЦАП. ИС К594ПА1 может применять­ся и для преобразования цифрового кода, поступающего от КМОП ЦИС.

Рисунок   4.6  а)

Рисунок  4.6  б)

а) —функциональная схема (/—источники токов; 2—схема формирования опорного напря­жения; 3 — токовые ключи; 4 — схема сдвига (смещения) входных уровней; 5 — преобразо­ватель Uи п ). Выводы: 1,2—резистор смещения: 3—токовый выход (1); 4, 5 — резисторы обратной связи Rоc1 и Rос2; 6 —общий; 7 ... 18 — цифровые входы; 19, 20—плюс Uип:21—инвертирующий вход ОУ; 22—неинвертирующий вход ОУ; 23—Uоп; СЗР—старший значащий разряд; МЗР — младший значащий разряд;

На рисунке приведена схема включения преобразователя для получения однополярного выходного тока, при этом напря­жение питания Uип=5...15 В подключается к выводам 19 и 20. Входное напряжение логического «0» должно быть не более 0,3 Uип, а входное напряжение логической «1»—не менее 0,7 Uип.

Для получения выходного биполярного тока необходимо выход 1 через резистор 50Ом подключить к источнику опорного напряжения, вывод 2 соединить с выводом 3, а вывод ОУ подключить к выводу 5.

В процессе маскирования речевой сигнал и помеху необходимо ограничить. Для этого используем активные фильтры,  использующие для формирования частотной характеристики заданного вида как пассивные, так и активные элементы. Применение усилительных элементов выгодно отличает активные фильтры от фильтров на пассивных элементах. К преимуществам активных фильтров в первую очередь следует отнести:

способность усиливать сигнал, лежащий в полосе их пропускания;

возможность отказаться от применения таких нетехнологичных элементов, как индуктивности, использование которых несовместимо с методами интегральной технологии;

легкость настройки;

малые масса и объем, которые слабо зависят от полосы пропускания, что особенно важно при разработке устройств, работающих в низкочастотной области;

простота каскадного включения при построении фильтров высоких порядков.

Вместе с тем данному классу устройств свойственны  следующие недостатки, которые ограничивают область их применения:

невозможность использования в силовых цепях,  например в качестве фильтров выпрямителей;

необходимость источника, предназначенного для питания усилителя;

ограниченный частотный диапазон, определяемый собственными частотными свойствами используемых усилителей.

Требования к активным RC-фильтрам в силу специфики их построения несколько отличаются от обычно предъявляемых к частотным фильтрам.

Требования к частотной характеристике фильтра. Поскольку в активных RC-фильтрах существует усиление сигнала в полосе пропускания, то для них можно  говорить о неравномерности усиления в полосе пропускания и относительном усилении в полосе задерживания.

Входное и выходное сопротивление фильтра. Применение активных элементов в фильтрах позволяет развязать фильтр со стороны входа и выхода без дополнительных схемных элементов. При этом входное и выходное сопротивления могут иметь чисто активный характер, т.е. не зависеть практически от частоты, как в полосе пропускания, так и в полосе задерживания. Каскадное включение звеньев производится не по принципу согласования (равенства входного и выходного сопротивлений стыкуемых звеньев), а соединением низкоомного выходного сопротивления с высокоомным входным и наоборот.

Условия параллельной работы фильтров. В случае активных  RC-фильтров упрощаются условия параллельной работы. Поскольку фильтры с управлением по напряжению имеют большое выходное сопротивление, то они должны применятся для параллельной работы со стороны входа;  источником сигнала при этом должен быть генератор напряжения. Для параллельной работы со стороны выхода целесообразно использовать фильтры с управлением по току, которые имеют высокое входное сопротивление; сопротивление нагрузки при этом должно быть значительно меньше высокоомного выходного сопротивления фильтра.

Динамический диапазон и нелинейные искажения. При использовании активных RС-фильтров эти характеристики требуют к себе большого внимания. Динамический диапазон сигналов ограничивается снизу уровнем шумов и наводок. Основным источником нелинейных искажений  в активных RC- фильтрах являются активные элементы, построенные на основе усилителей. Поэтому в последних при высоких требованиях по нелинейности должна применяться отрицательная обратная связь.

Источники питания. Реализация некоторых характеристик в активных RС- фильтрах накладывает специфические требования на источники питания их активных элементов. Условия стыковки по постоянному току определяют количество и полярность источников питания, а динамический диапазон – величину питающего напряжения. Кроме того, повышаются требования в отношении пульсаций питающего напряжения, которые могут усиливаться в отдельных звеньях, представляя значительную помеху. Необходимо обратить внимание на внутреннее сопротивление источника питания, так как большая величина его может служить причиной недостаточного затухания в полосе задерживания фильтра. 

Целесообразно рассматривать реализацию различных типов фильтров звеньями не выше второго порядка, что позволяет получить приемлемую стабильность характеристики фильтра.

Маскирующую помеху ограничиваем ФВЧ, а речевой  сигнал ФНЧ.

Для наложения помехи на речевой сигнал применяем инвертирующий сумматор, предназначенный для формирования напряжения, равного усиленной алгебраической сумме нескольких входных сигналов, т. е. выполняет математическую операцию суммирования нескольких входных сигналов. При этом выходной сигнал дополнительно инвертируется.  Рассмотрим сумматор, выполняющий данную операцию для четырех входных напряжений. Схема инвертирующего сумматора приведена на рисунке 4.7.

Считая ОУ идеальным можно сказать, что Uвх н=Uвхи.

 Однако,  согласно приведенной схеме Uвх и =0.Следовательно, и Uвх н=0. В этом случае для инвертирующего входа согласно первому закону Кирхгофа можно записать:

-     Uвых/Roc = Uвх1/R1+Uвх2/R2 + Uвх3/R3 +Uвх4/R4,  откуда не представляет труда получить выражение для исходного напряжения:   Uвых=-Uвх1Roc/R1-Uвх2Roc/R2- Uвх3Roc/R3-Uвх4Roc/R4,т. е. сигнал на выходе равен инверсии от алгебраической суммы входных сигналов, взятых со своими масштабными коэффициентами.                                                                                      

Рисунок 4.7  Схема инвертирующего сумматора

В частном случае, если R1=R2=R3=R4=R, из предыдущего выражения получим:

Uвых=-(Uвх1+Uвх2+Uвх3+Uвх4)Roc/R,

Это выражение справедливо для любого числа входных напряжений. Если в схеме выбрать R1=R2=…=Rn и Roc=R/n,то получим

Uвых= -(Uвх1+Uвх2+….+Uвхn)/n.

Следовательно, на выходе схемы будет формироваться напряжение, равное инвертированному среднему арифметическому от n  входных напряжений.

5.РАСЧЕТ ОТДЕЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ.

Чтобы получить большое отношение сигнал-шум, предпочтительно звенья фильтра располагать в порядке возрастания значений добротности Q, избегая, по возможности, включения звена верхних частот на входе схемы в целом.

Рассчитаем ФНЧ Р0220, реализованный на активной RС-схеме с граничной частотой полосы пропускания f=3,4кГц.

Передаточная функция ФНЧ Р0220, взятая из таблиц, имеет вид

Hu(p)= U0(p)/U2(p) = C(p2-2a1p+g1) = 0,204124(р2+3,130169р+4,8989800).

Для реализации передаточной функции используется схема, приведенная на рисунке5.1

Рисунок 5.1

Так как выполняется условие, заданное выражением C³3/4g и добротность полюса  .

Нормированные значения элементов схемы, приведенной на рисунке, при u=4/3 и  К=1/(uCg1)=0,75, полученного из выражения К =1/uCg  равны:

;

;

; r5=1;

;

;

При использовании серийных операционных усилителей вместо идеальных следует иметь в виду, что конечное произведение коэффициента усиления на ширину полосы должно быть значительно выше граничной частоты полосы пропускания фильтра. Чтобы учесть конечные входное и выходное  полные сопротивления W1 и W2 операционного усилителя, в качестве нормирующего сопротивления взять

Например, для операционного усилителя типа mА 741 с W1»1Мом и W2»100Ом получаем, что Rв=10кОм.

При расчете фильтра важно убедиться, что отклонения емкостей и сопротивлений от их номинальных значений меньше, чем отклонения параметров усилителей.

Вычисление фактических значений элементов при Rв =10кОм fв =3,4кГц и Св =4,681Нф дает:

R1 =15,86кОм; R2 =47,57кОм;  R3 =4,855кОм; R4= 30,00кОм;

 R5 =10,00кОм; C1=3,080нФ, С2=2,515нФ.

Выбираем номиналы: R1=16кОм; R2=47кОм; R3=51кОм; R4=30кОм; R5=10кОм; C1=0,0033мкФ; C2=0,0022мкФ.

Чтобы не появились нелинейные искажения вследствие перегрузки, при использовании операционного усилителя типа mА 741 с напряжением источника питания ± 15В (среднеквадратическое значение). Отношение сигнал-шум около 115 дБ. Ранее оговаривалось, что требуемое отношение сигнал-шум должно быть не менее 40 дБ, а так как с помощью этого фильтра можно реализовать отношение 115 дБ, то он удовлетворяет предъявляемым  требованиям.

Аналогом операционного усилителя mА 741, на котором реализуется ФНЧ, является микросхема К140УД7.

Операционный усилитель КР140УД7 имеет сложный входной усилитель, что позволяет повысить входное сопротивление до  100кОм. В состав ОУ входит схема стабилизатора. Схема имеет внутренний конденсатор коррекции Cк с номиналом 30пФ, поэтому АЧХ ОУ полностью скорректирована. Наклон АЧХ (-20 дБ/дек.) и постоянный фазовый сдвиг на высоких частотах, равный 900 , допускают использование ОУ в режиме повторителя без дополнительных элементов частотной коррекции. Для увеличения скорости нарастания выходного напряжения до 10 В/мкс  к выводу 12 подключается конденсатор С1 емкостью 150 пФ. Схема балансировки ОУ состоит из одного внешнего переменного резистора, подключаемого  к выводам 3 и 9.

Рисунок 5.2

В случае фильтра верхних частот выражение для передаточной функции имеет вид:

Нu(p) = U0(p)/U2(p) = C(p2 -2ap + g)/p2 .

Если выполняется условие С³ 3 /4 , то эта передаточная функция реализуется схемой, показанной на рисунке , и заданными  расчетными соотношениями. При оптимальном коэффициенте усиления  u= 1+r4/r3 =4/3  и

нормированные значения элементов можно найти по формулам

;  r1=0,69;

    ; r2=0,836;

r3=3;  r4=1;

; C1=0,62

C2=0,209

C3=2 ;

Фактические значения элементов имеют значения:

R1=6,9кОм; R2=8,36кОм; R3=-30кОм; R4=10кОм;

 C1=2,82нФ; C2=0,948нФ; C3=0,948нФ.

Исходя из рассчитанных значений выбираем номиналы:

R1=6,8кОм; R2=8,2кОм; R3=30кОм; R4=10кОм;

С1=0,0033мкФ; C2=0,001мкФ; С3=0,015мкФ.

Рисунок 5.3 Схема ФВЧ второго порядка (n=2)

В качестве ОУ выбираем К140УД22, аналогом которого является mА 747.Его схема приведена на рисунке 5.3.

Рисунок 5.4 Схема операционного усилителя КР140УД22

Таблица Параметры операционных усилителей

6.МОДЕЛИРОВАНИЕ ФИЛЬТРОВ.

В условиях производства получаемые номиналы емкостей имеют неизбежные отклонения от расчетных, что вызвано погрешностями измерительной аппаратуры и многими другими причинами. Затем, в процессе эксплуатации наблюдается  дальнейший уход от фактических величин схемных элементов с течением времени («старение») и под влиянием изменения внешних условий: температуры, влажности, атмосферного давления. Производственные отклонения величин схемных элементов  от номиналов  и отчасти эксплуатационные изменения их имеют случайный характер. Поэтому решение задачи правильного определения производственных допусков на величины схемных элементов связано со статистикой. Методика решения этой задачи состоит в моделировании на ЭВМ достаточно большого числа схемных реализаций с элементами, величины которых отклоняются от номиналов в заданных пределах по случайному закону.

При использовании моделирования для исследования влияния разбросов элементов на амплитудно-частотную характеристику фильтров за один вариант принимается рассмотрение одной реализации схемы фильтра при  заданных значениях величин элементов, допусков и интервалов исследуемых частот.

Непрерывное ужесточение технических требований, предъявляемых к электрическим фильтрам, вызывает увеличение объема необходимых при проектировании вычислений. Объем вычислительной работы особенно велик при использовании методов расчета по рабочим параметрам, а они  и только они и применяются при проектировании активных RС- фильтров. Использование ЭВМ позволяет не только ускорить  проведение расчетов, но и просчитать большое количество возможных вариантов и выбрать из них наилучший.

Можно определить границы изменения характеристик фильтров при вариациях величин схемных элементов от их номинальных значений за счет производственных допусков, влияния температуры и других окружающих условий, с течением времени и т.д. Становится реальной полная автоматизация проектирования фильтра – от задания технических требований до получения электрической схемы и данных о ее поведении в различных эксплуатационных условиях, влиянии разброса величин элементов в условиях серийного  промышленного выпуска и т. д.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

В процессе выполнения работы было разработано устройство, которое позволяет защищать телефонную линию от прослушивания. Спроектированное устройство обеспечивает маскирование телефонного сигнала внеполосной шумовой помехой. Устройство  соответствует требованиям надежности, экономичности.

В ходе проектирования были получены технические параметры устройства, а также наглядное представление отдельных компонентов устройства с помощью моделирования.

СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ

1.               Знаменский А. Е. , Теплюк И. Н. Активные RC-фильтрв.-М.: Связь. 1970,280с.

2.               Бобнев М. П. Генерирование случайных сигналов.-М: Энергия. 240с.

3.               Р. Зааль.Справочник по расчету фильтров.-М: Радио и связь. 1983,75с.

4.                Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы: Справочник/ С.В. Якубовский, Л. И. Ниссельсон, В. И. Кулешова и др.; под ред.С.В. Якубовского.-М.: Радио и связь. 1989, 486с.

5.                У.Титус, К. Шенк. Полупроводниковая схемотехника.-М: Мир. 1982,512с.

6.                В помощь радиолюбителю. Справочник.Вып.№ 109. Сост. И. Н. Алексеев.1989.

7.                Конфидент.№4, 2001.