Радиолокационный приемник

[pic]

Рис.5. Функциональная схема антенного

переключателя и

устройство защиты приемника.

[pic]

Рис. 6. Эквивалентная схема

СВЧ- ограничителя.

2. Проектирование устройства защиты приемника.

В устройство защиты приемника входит разрядник приемника и диодный

ограничитель. Основным недостатком диодных ограничителей является

относительно небольшой динамический уровень импульсной мощности (100вт-

2Квт). Для устранения этого недостатка и объединения достоинств РПЗ и

ограничителя используют разрядник- ограничитель. Он представляет собой

сочетание РПЗ и следующего за ним диодного ограничителя. Разрядники-

ограничители, не требующие никаких источников питания, выдерживают большие

импульсные мощности ([pic] 10Квт) и обеспечивают защиту приемника от всех

возможных сильных сигналов. После ГР (газоразрядник) ставят резонансный

СВЧ- ограничитель, включаемый в основную линию через отрезок линии l=(/4.

Он представляет собой параллельное соединение разомкнутого шлейфа и

последовательное соединение ограничительного диода и еще одного

короткозамкнутого шлейфа L2.

По таблице 4.8 стр. 209 [2] выберем разрядник- ограничитель MD- 80K12.

[pic]=16.5 Ггц

Праб/f0=6.09% - относительная полоса пропускания.

Lпр= 0.9дБ - потери пропускания.

Ри= 10Квт - импульсная мощность.

Рср=10Вт - средняя мощность.

Wп = 0.5 [pic][pic]Дж - энергия тока разрядника.

Долговечность = 2000ч.

Длина = 21.3

Масса = 80 г.

5.3.Проектирование и расчет УВЧ.

Исходные данные:

F0=1.75[pic]10[pic]Мгц.

В приемниках РЛС сантиметрового диапазона наибольшее распростронение

получили однокаскадные РПУ на п/п диодах. В основном применяют

двухчастотные регенеративные ППУ. В этих ППУ наряду с частотной накачкой

Fнак, возбуждаемой вспомогательным генератором накачки, используют две

рабочие частоты: сигнальную Fс и холостую Fх= Fнак - Fc, возникающую в

процессе усиления.

ППУ работают на отражении с общим входом и выходом и использует ферритовый

циркулятор для разделения входных и выходных сигналов.

1. Для обеспечения стабильности параметров РПУ, при изменениях в цепи, в

качестве ферритового циркулятора применим пятиплечный циркулятор,

построенного на основе Y-циркулятора ( с волновым сопротивлением W=50 Ом

и потерей пропускания Lп[pic]0.4 дБ). В таком циркуляторе потери сигнала

до входа РПУ равны Lп(= 2Lп= 0.8 дБ, на столько же ослабляется усиленный

сигнал, проходящий из РПУ к выходу циркулятора.

2. По таблице 5.1 (2) выбираем параметрический диод типа D5147G, имеющий

наименьшие постоянные времени ( и Lпос.

Спер(V) = Спер(0) = 0.32[pic]0.02 пф.

((V) = ((-6) = 0.32 пс.

Uнор обр[pic]6 В

[pic]к =1.2 В , n = 2, Скол = 0.3 пФ, Lпос= 0.2 нГн.

3. Необходимое напряжение смещения.

Uо=[pic][pic]Uнорм обр + [pic][pic]к([pic] - 1 )

Uо = [pic][pic]6В + [pic][pic]1.2В([pic] -1) =2.7В

4.Найдем емкость перехода.

Спер(U) =Спер(0)[pic][pic]= 0.32[pic]=0.178пФ.

Постоянная времени при рабочем смещении:

((Uo) =((-6)[pic]= 0.32[pic]=0.436 пс.

Принимаем Со=Спер(Uo)= 0.178 пФ.

5.Коэффициент модуляции:

mмод = ([pic]-1)/([pic] + 1)

mмод = ([pic]- 1)/([pic] + 1) = 0.42

Критическая частота диода.

[pic]fкр = [pic]

fкр = [pic]=73.4 Ггц.

6.Поправочный коэффициент Кс , учитывающий потери в конструкции ДПУ ,

принимаем Кс = 2. Тогда находим (э(Uo) = Кс((Uo).

(э= 2(0.436 = 0.872 пс.

Эквивалентное сопротивление потерь.

(п э = (э(Uo)/Спер(U0)

(п э = 0.852/0.172 = 4.9 Ом

Динамическая добротность диода.

Q = [pic] = [pic] = 2.09

7. Для полученных данных по формулам:

Афt = [pic] = [pic]Q[pic]+1 - 1

Nпу min =([pic])min =(1 - 1/Крпу)2/Афt

Вычисляем оптимальное отношение частот:

Аопр = [pic] - 1 = 2.9

Соответствующий ему коэффициент шума:

Nпу min = (1 - 1/20)(2/2.9) + 1 = 1.66 (2.15дБ)

8.Определим значение холостой частоты fx. Чтобы получить максимально

возможную полосу пропускания ПДУ, не применяя специальных элементов для ее

расширения и упростить топологическую схему ДПУ, в качестве холостого

контура используем последовательный контур, образованный емкостью Со и

индуктивностью вводов Lпос.диода. Цепь входов холостой частоты замкнут

разомкнутым четверть волновым шлейфом, подключенным параллельно диоду, и

имеющим входное сопротивление близкое к нулю. В этом случае на холостой

контур не влияют цепи сигнала и накачки, а также емкость корпуса диода

Скор. Резонансная частота этого контура равна частоте последовательного

резонанса диода.

Fxo = [pic] = [pic] = 26.6 Ггц

9. Отношение частот:

А = fxo/fco =26.6/17.5 = 1.52

Частота накачки:

fнак = fс (1 + А) = 17.5(1 + 1.52) = 44.1 Ггц

10.’’Холодный’’ КСВ сигнальной цепи ДПУ, который требуется обеспечить для

заданного резонансного усиления:

[pic][pic]=R1/rпос э = [pic](Q[pic]/A - 1) , где А = (x/(o ;

Q = 2.9

[pic][pic]= [pic]([pic]) = 6.5

Требуемое сопротивление источника сигнала R1, приведенное к зажимам

приведенной емкости в последовательной эквивалентной схеме (рис. 7).

R1 = ([pic]rисс э = 6.5[pic]4.9 = 31.89 ом.

[pic]

Рассчитанные значения ([pic]и R1 обеспечивают подбором согласующих

элементов сигнальной цепи ДПУ, что обычно выполняют экспериментально.

11. Для расчета полосы пропускания зададимся коэффициентами включения

емкости в холостой (mвых х) и сигнальный (mвых с) контуры.

mвых х = 0.5

mвых с = 0.2

Ппу = fco[pic]

Ппу = 17500[pic] = 115 Мгц.

12. Определим необходимость мощности накачки ДПУ.

По рисунку 5-27 [2] для Uo/([pic] = 2.7/1.2 =2.25 и находим коэффициент q

=0.4

Pнак д - мощность накачки диода,

Pнак д = ([pic]Спер(Uo)((Uc)(Uo+([pic])[pic]q

Pнак д = 52830[pic]= 25 мвт

Для fнак = 36.6 Ггц интерполяцией значений коэффициента:

Pнак д =2.15

Pнак = Pнак д Pнак д

Pнак = 2.15[pic]25 мВт = 54 мВт

Pнак = 54 мВт - мощность накачки , которую необходимо подвести к ДПУ.

[pic]

Рис. 8. Принципиальная схема ДПУ.

4. Проектирование и расчет устройства подавления зеркального канала.

В качестве УПЗК используются полосно - пропускающие фильтры (ППУ).

Микроминиатюрный ППФ можно создать если в качестве резонатора использовать

ферритовый образец из монокристалла железоиттриевого граната (ЖИГ) в виде

обычно весьма малой, отполированной сферы. Сфера ЖИГ, помещенная в

магнитное поле, в котором СВЧ поле и внешнее поле от электромагнита взаимно

перпендикулярны, в силу физических свойств ферритов , резонирует на

частотах ферромагнитного резонатора, равной :

[pic]([pic]= 3.51[pic]10[pic]Ho [Мгц], где Ho - напряженность внешнего

магнитного поля -[A/M].

Изменяя Ho можно в широких пределах перестраивать резонансную частоту.

Исходные данные для расчета:

рабочая частота ([pic]- 17.5 Ггц.

Полоса пропускания Ппр = 710Кгц.

Полоса заграждения Пз = 4([pic]= 140Мгц

1. Рассчитаем требуемую напряженность внешнего магнитного поля Ho:

[pic]([pic]= 3.51[pic]10[pic]Ho Ho = [pic]

Ho =[pic]= 5[pic]10[pic]А/M

2.Для ферритовой схемы выбираем монокристалл ЖИГ с шириной линии

ферромагнитного резонанса (Н = 40А/M и намагниченностью насыщения

ферритовой сферы Мо =1.4[pic]10[pic]А/M.

Определяем ненагруженную добротность ЖИГ резонатора:

Qo = [pic] = [pic] = 11325

3.Находим необходимое число резонаторов фильтра:

n = (Lз( + 6)/20lg(Пз/Ппр)[pic][pic]

n = [pic] = [pic]= 0.5

Примем n=1.

4.Требуемая внешняя добротность ЖИГ резонатора обусловленная каждой петлей

связи:

Qвн о = (fo/Пз)[pic]ant lg[(Lз( + 6)/20];

Qвн о =(17500/140)[pic]ant lg[(20+6)/20] = 441

5.По рис. 4.33 [2] определяем для Qвн о = Qвн 1 = Qвн 2 - требуемые внешние

добротности каждой петли связи.

Qвн[pic]450 требуемый радиус петли связи в этом случае:

r = 3rсф , а rсф = 0.6 мм. r =1.8 мм.

Таким образом определены необходимые данные для конструирования ЖИГ

резонаторов и петель связи, выполненных из ленточного проводника шириной

0.4 мм.

6.По формуле : Ппр/([pic]=1/ Qвн о , уточняем полосу пропускания

двухрезонаторного ППФ:

Ппр = 17500Мгц/450 = 39Мгц.

7.По формуле Lo = 4.34 n[pic] Qвн о/ Q о

рассчитываем потери на резонансной частоте:

Lo =4.34[pic]/11325 = 0.34дб.

8. Пологаем потери рассеяния на границах полосы пропускания , согласно

Lo гр = 2.5 Lo = 0.85 дб.

Тогда суммарное затухание фильтра на границе полосы пропускания :

L[pic]гр = 1+0.85 = 1.85дб.

5. Проектирование и расчет преобразователя частоты.

Наиболее важными требованиями , предъявляемыми к электрическим параметрам

смесителей СВЧ, является: минимальный коэффициент шума, достаточная полоса

рабочих частот, минимальная мощность гетеродина.

Балансные смесители обладают некоторыми преимуществами перед однодиодными

небалансными смесителями. Балансный смеситель (БС) работает при меньшей

мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость и позволяет

уменьшить мощность гетеродина, прсачивающуюся в антенну. Однако можно

использовать однодиодный небалансный смеситель.

Исходные данные:

fo = 17.5Ггц - рабочая частота.

Шпч[pic]10 [pic]необходимо применить балансный ПЧ.

fпч = 35Мгц - промежуточная частота.

1.Выберем смесительные диоды и определим их параметры по таблице 7.1 [2].

Используем тип ОБШ АА112Б в микростеклянном корпусе, имеющем, при

Рг = 3мВт, потери преобразования Lпр[pic] 6дб, шумовое отношение [pic]=

0.85,

rвых сд = 490...664 Ом и Fнорм [pic]7дб,

где Fнорм - нормированный коэффициент шума.

2.Проектирование топологической схемы смесительной секции.

Выбираем схему с согласующим короткозамкнутым шлейфом перед диодом.

Волновое сопротивление четвертьволновых отрезков МПЛ в выходной цепи секции

принимаем для низкоомных и высокоомных отрезков соответственно 20ом и 90ом.

[pic]

Рис.9 Топологическая схема микрополосковой смесительной секции с

согласующими короткозамкнутым шлейфом lшл перед диодом:

1- короткозамкнутый отрезок МПЛ для компенсации реактивной составляющей

полной проводимости на входе отрезка l1.

2 - диод в стеклянном корпусе.

3 - низкоомный разомкнутый четвертьволновый шлейф.

3.Проектирование СВЧ - моста.

В балансном смесителе , предназначенном для малошумящего двухбалансного

смесителя необходимо использовать синфазно- противофазные , т.е.

микрополосковые кольцевые мосты. Однако учитывая относительно неширокую

заданную полосу (Ппр= 853.5), целесобразно использовать квадратурный

двухшлейфовый мост со сдвигом смесительных секций друг относительно друга

на [pic], поскольку с ним можно получить более компактную топологическую

схему БС и МШДБС в целом (см. Рис. 10).

[pic]

Рис.10. Топологическая микрополосковая секция малошумящего двухбалансного

смесителя.

СД - однофазный делитель мощности пополам в виде Т соединения линий с

согласующим четвертьволновым трансформатором на входе.

КД - квадратурный делитель мощности пополам в виде квадратурного СВЧ -

моста с согласованной нагрузкой в неиспользованном плече.

1. Расчет и проектирование двухшлейфного моста.

Исходные данные:

fc=17.5Ггц.

Подложка из феррита толщиной h=0.5мм имеет диэлектрическую проницаемость

среды [pic] = 9 и tg угла диэлектрических потерь tg[pic] =0.005 , материал

проводников - золото, проводящие линии имеют W=50[pic].

1)Определяем волновое сопротивление основной линии:

Wл = W/[pic] = 50/[pic]= 35.5ом. Для шлейфов Wш = W = 50 ом.

2)По формуле W/h = (314/ W[pic]) - 1, находим ширину полоски основной

линии:

[pic] = ((314/ W[pic]) - 1)h = ((314/35.5[pic]) - 1) 0.5 = 0.97 мм.

Шлейфов:

[pic] = ((314/50[pic]) - 1) 0.5 = 0.55 мм.

3)По формулам :

[pic] = [pic]/[pic],где [pic]- длина волны в линии,

[pic] - длина волны в воздухе,

[pic]- диэлектрическая проницаемость среды в линии,

[pic]= 0.5[1+ [pic]+ ([pic]- 1)/[pic]]

Для основной линии:

[pic]= 0.5[1+ 9 +(9- 1) /[pic]] = 6.61,

и [pic]= 23/4[pic][pic]= 2.23 мм.

Для шлейфов :

[pic]= 6.26,

[pic]= 2.3 мм.

4)Рассчитаем полные потери в основной линии и шлейфе моста. Для расчета

потерь проводимости из таблицы 3.5 [2] находим удельную проводимость золота

:[pic] = 4.1[pic]10[pic]см/м и толщину слоя[pic] = 0.78 мкм.

По формуле:

Rп = 1/[pic][pic] = [pic] ,

Определим поверхностное сопротивление проводника :

[pic]- удельная проводимость проводника.

[pic] = 2[pic]f - рабочая частота.

[pic] =1.256[pic]10[pic]г/м - магнитная проницаемость в вакууме.

[pic] = относительная магнитная проницаемость среды.

Rп = 1/4.1[pic][pic]= 0.031ом/м[pic].

Погонные потери проводимости МПЛ основной линии:

[pic]= 8.68 Rп/W[pic],

[pic]= 8.68[pic]0.031/35.5[pic]= 0.078 дб/см,

и щлейфа:

[pic]= 8.68[pic]0.031/50[pic]0.055 = 0.98 дб/см,

Потери проводимости отрезка основной линии и шлейфа соответственно равны:

([pic]= [pic][pic][pic] = 0.078[pic]0.223 = 0.017 дб,

([pic]= 0.098[pic]0.23 = 0.023 дб.

5)Аналогичным образом вычислим диэлектрические потери отрезка[pic]в МПЛ

моста, используя формулу:

[pic]=27.5[pic][pic][pic][pic]

Потери основной линии:

([pic]=[pic][pic]= 0.223[pic]27.3[pic][pic]= 0.102дб.

Потери шлейфа:

([pic]= 0.23[pic]27.3[pic][pic]=0.115дб.

Т.о. получено, что диэлектрические потери больше потерь проводимости (из за

большой величины tg[pic] - угла диэлектрических потерь).

6)Такие потери шлейфа и основной линии моста соответственно равны:

([pic]=([pic]+([pic]= 0.023 + 0.115 = 0.132дб = 0.015 Нп,

([pic]= ([pic]+([pic]= 0.017 + 0.102 = 0.129 дб = 0.014Нп.

7)КСВ входных плеч моста:

[pic] =(2+3([pic]+3[pic]([pic])/(2+([pic]+[pic]([pic]),

[pic] =(2+3[pic]3[pic][pic][pic])/(2+0.015+[pic][pic]0.014)= 1.07.

Развязка изолированного плеча:

L[pic]= 20 lg

[pic][pic][pic]([pic]+[pic][pic]([pic])/(([pic]+[pic][pic]([pic])],

L[pic]= 35дб.

Потери моста:

L[pic]= 20 lg(1+([pic]+[pic][pic]([pic]),

L[pic]= 20 lg(1+0.015 +[pic][pic]0.014) = 0.3дб.

Эти параметры моста соответствуют средней рабочей частоте полосы частот.

Потерями моста (L[pic][pic]0.3дб) можно пренебречь.

Определяем разброс параметров диодов в паре.

Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными в пары с разбросом rвых

СД согласно формуле:

r[pic]= rвых СД1/ rвых СД2[pic]1+ 30/ rвых СД min,

r[pic]= 1+ 30/440= 1.07 и разбросом Lпр.б, при котором L[pic]= 0.5дб.

5.Находим rБС ср= 0.5 rвых СДср = 270 ом и принимаем LБС max = Lпр[pic]max

= 6дб.

nбс = nш = 0.85.

6. Рассчитываем величину :

[pic] L[pic]r[pic](дб) = 0.12 + 0.5 + 10lg1.07 = 0.92дб. По графику

рис.7.22.[2] определяем коэффициент подавления шума гетеродина

Sш = 26дб.

7.Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС по формуле:

Рг =1[pic]2[pic]3 =6мВт (при расчете оптимальной мощности гетеродина

полагается равной паспортной Ргопт =3мВт).

8.Определяем шумовое отношение по формулам:

ma =10lg[pic]nгс10[pic]RTo ,

где nгс - относительный спектр мощности шума,

ma - выбирается в пределах 100-180 дб/Гц,

R - постоянная Больцмана. R =1.38[pic]10[pic] дж/К.

То = 273 К.

nгс = ant lg (ma /10)/10[pic] RTo = ant lg (-

180/10)/(10[pic]1.38[pic]10[pic][pic]273) = 25дб/Гц.

nг = nгс Рг.

nг = 25[pic]6 = 150.

9.Рассчитываем коэффициент шума по формуле:

N[pic]= L[pic]L[pic](n[pic]+ n[pic]/ L[pic]L[pic]S[pic]+ N[pic]-1),

где L[pic]- потери СВЧ моста, L[pic]=1,

nг - шумовое отношение. nг = 150.

n[pic]- шумовое отношение БС. n[pic]= 0.85.

S[pic]- коэффициент подавления шума гетеродина. S[pic]= 26дб.

N[pic]- коэффициент шума УПЧ. N[pic]= 4.

L[pic]- затухания в системе.

N[pic]= 1[pic]= 12дб.

Гетеродин выбираем по таблице 8.4, приведенной на стр.364[2]. Исходными

данными является рабочая частота [pic], выходная мощность [pic] мВт, и

диапазон электрической перестройки частоты[pic](механической перестройки

частоты не требуется, так как передатчик работает на фиксированной частоте

17.5 Ггц). Полагаем [pic][pic][pic]и [pic]=[pic]-[pic]= 35Мгц,

[pic]=[pic]+[pic]=17535Мгц, т.е. рабочая частота гетеродина составляет

17535Мгц, диапазон перестройки [pic]= 35 Мгц.

Итак, выбираем гетеродин типа VSX-9012, имеющий параметры:

-рабочая частота : 12.4-18Ггц.

-диапазон механической перестройки: [pic]= 0Мгц.

-диапазон электрической перестройки: [pic]=1000Мгц.

-выходная мощность гетеродина: [pic][pic]50мВт.

-напряжение питания: U[pic]= 8В.

-ток питания: I[pic]= 0.4 А.

В генераторах на диодах Ганна с полосковой и микрополосковой конструкцией

используют электрическую перестройку частоты. Наиболее распространенным

методом такой перестройки является включение варактора в колебательную

систему гетеродина. Варактор представляет собой диод с нелинейной емкостью,

величина которой изменяется при изменении отрицательного смещения Uов на

нем. Таким образом изменяют резонансную частоту колебательной системы и

осуществляют электрическую перестройку частоты. Достоинством такого метода

перестройки является практически полное отсутствие потребление тока по цепи

управления частотой. В схему генератора варактор можно включать

последовательно или параллельно СДГ (рис.11). Колебательная система ГДГ

включает в себя все реактивные элементы ДГ и варактора, а также настроечно-

согласующую секцию, состоящую в выходной линии и разомкнутого параллельного

шлейфа длиной lшл . Цепь СВЧ от цепей постоянного тока развязывают

режекторные фильтры РФ. [pic]

[pic]

Рис. 12 Эквивалентная схема на диоде Ганна с последовательным

включением варактора для перестройки частоты.

6.Проектирование и расчет УПЧ.

1) Коэффициент усиления по мощности преселектора.

К[pic]= К[pic]К[pic]Крурч Кр[pic]Крпч:

Где К[pic]=0.9, Курч =30; К[pic] К[pic]Крпч- соответственно определяем по

вычисленным ранее значениям ранее затуханиям сигналов

в этих устройствах.

К= 1/L

Lузп= 0.8дб =1.21[pic] К[pic]=0.825,

Lупзк= 0.66дб = 1.16[pic] Кр[pic]= 0.85,

L пч = 6дб = 4[pic] Крпч = 0.25.

К[pic]= 0.9[pic]= 5[pic]6.5дб.

2)Мощность сигнала на входе на входе УПЧ при чувствительности

Рап=15.5[pic]10[pic]Вт , составит:

Р[pic]= 15.5[pic]10[pic][pic]5 = 77.5[pic]10[pic].

3)Напряжение сигнала на входе 1-го каскада УПЧ, при согласовании этого

каскада со смесителем, равно:

Uвхп= [pic], где g[pic]= Zм(ом)- входная проводимость транзистора, который

будет использоваться в УПЧ. Для УПЧ используют биполярные транзисторы.

В качестве транзистора выбираем ГТ 309А (по таблице приложения 4[2]), т.к.

0.3[pic]= 27Мгц.[pic] [pic]= 90 Мгц и выполняется условие [pic][pic](2-

3)[pic].

Параметры ГТ 309А:

[pic]= 120Мгц, 0.3[pic]= 27Мгц, [pic]= 30 мА/В, g[pic]= 2 мСм, С[pic]=

70пф, g[pic]= 6мкСм, С[pic]= 8пф, С[pic]= 2пф, h[pic]= 50, Nм= 5дб, Iкбо=

2мкА.

4)Требуемый коэффициент усиления:

Ко= Uвых/Uвх п,

где Uвых - выходное напряжение ПЧ, равное входному напряжению детектору

([pic]0.01в).

5)Для обеспечения избирательности по соседнему каналу применяют фильтр

сосредоточенной селекции (ФСИ) на ПЧ , т.к. ФСИ может дать лучшую

избирательность , чем УПЧ с распределенной избирательностью. При этом

каскад УПЧ содержит каскад с ФСИ, который обеспечивает требуемую

избирательность и ряд апериодических или слабоизбирательных каскадов,

создающих основное усиление на ПЧ.

Исходные данные:

[pic] = 35Мгц- промежуточная частота,

П= 710Кгц- полоса пропускания,

[pic][pic]=20дб- ослабление соседнего канала.

[pic]

Рис. 13.Принципиальная схема каскада с ФСИ.

6)Определим величину [pic][pic]:

[pic][pic]= [pic];

где [pic]- промежуточная частота,

d- собственное затухание контура,

П- полоса пропускания УПЧ.

d = 0.004, П = 1Мгц.

[pic][pic]= [pic]= 0.38

7) Задаемся числом звеньев и в качестве начального приближения выбираем n=

4.

8)Находим ослабление на границе полосы пропускания, обеспечиваемое одним

звеном:

Sеп1= Sеп/n, где Sеп- ослабление на границе полосы пропускания.

Sеп = 3дб.

Sеп1=3/4 = 0.75

9)По графикам рис.6.4 (стр.284[2]) для [pic][pic]= 0.38 и Sеп1= 0.75

находим параметр [pic].

[pic]= 0.83.

10) Определим разность частот среза:

[pic][pic]= [pic]= 1.4Мгц/0.83 = 1.7Мгц.

11)Определим вспомогательные величины y[pic]и [pic]:

y[pic]= [pic];

[pic]= [pic];

y[pic]= 2[pic]/1.7[pic]= 1.65; [pic]= 0.26[pic]0.83 = 0.2

12)По графику рис.6.3 находим для [pic]= 0.2 и y[pic]= 1.65:

S[pic]= 8дб.

13)Определяем расчетное ослабление соседнего канала, задавшись величиной

[pic]:

S[pic]= n[pic],

где (S[pic]- ухудшение избирательности из-за рассогласования фильтра с

источником сигнала и нагрузкой.

S[pic]= 4[pic]8дб - 3дб = 29 дб[pic]20дб.

14)Для расчета элементов фильтров зададимся величиной номинального

характеристического сопротивления: Wo= 10кОм.

15)Вычисляем коэффициенты трансформации по формулам:

m[pic]= [pic]

m[pic]= [pic]

Wo[pic]g[pic]= 10[pic]10[pic][pic]6[pic]10[pic] = 0.08[pic]1[pic],

Wo[pic]g[pic]= 10[pic]10[pic][pic]2[pic]10[pic] = 20[pic]1 [pic];

16)По графикам (рис.6.6) стр.287[2]) определяем коэффициент передачи ФСИ

для n= 2, [pic]= 0.2

Кпф= 0.65.

17)Рассчитаем коэффициент усиления каскада с ФСИ:

Коф= 0.5m[pic] m[pic][pic]WoКпф

Коф= 0.5[pic]1[pic]0.20[pic]30[pic]10[pic][pic]10[pic]10[pic][pic]0.65 =

20.

Для требуемого усиления (140000) необходимо 4каскада. Тогда коэффициент

усиления составит 160000. Превышением можно пренебречь.

18) Рассчитываем элементы, образующие звенья ФСИ.

[pic]

Где m[pic]- соответствует коэффициенту трансформации m[pic], [pic]-

коэффициент связи (0.7-0.9).

[pic]

7. Проектирование детектора широкоимпульсного сигнала с линейной частотной

модуляцией.

Устройство, предназначенное для выделения огибающей процесса называется

детектором. При Uм(0.3-0.5В диодный детектор работает в квадратичном

режиме. Операцию получения квадрата огибающей выполняют в два приема:

сначала с помощью линейного детектора выделяют огибающую, напряжение

которой затем подают квадратор. Квадратор относится к устройствам ,

реализующим операцию умножения процесса на процесс. Наиболее совершенные

перемножители - умножители компенсационного типа.

[pic]

Рис.14. Умножитель компенсационного типа.

При подаче на вход 1 (U[pic]) напряжения U[pic] реализуется операция

возведения в квадрат. Умножитель компенсационного типа состоит из двух

перемножителей прямого действия. Простейшим умножителем является

избирательный усилитель с регулируемым коэффициентом усиления. Так же в

состав умножителя компенсационного типа входит операционный усилитель (ОУ).

Амплитудный линейный детектор (АД) выполняют на полупроводниковых диодах

или транзисторах. Диодные полупроводниковые детекторы могут иметь как

последовательные, так и параллельные схемы включения.

[pic]

Рис.15. Последовательная схема включения АД.

Источником сигнала является колебательный контур Lк, Ск , индуктивно

связанный с выходом резонансного усилительного каскада. К нему подключен

детектор , образованный диодом Д и нагрузкой RC. Фильтр (Lф и его

паразитная емкость Сф) - уменьшает высокочастотные пульсации выходного

напряжения.

Перед детектированием импульсы, принимаемые РЛ приемным устройством,

согласно структурной схеме, проходят фильтровую обработку. Фо -

представляет собой согласованный фильтр. Фильтр Фв - весовой сумматор на

скользящем интервале.

[pic]

Рис.16.Весовой сумматор на скользящем интервале.

Итак, коэффициенты устройств, входящих в структурную схему (до АД):

Капч= 0.95, Кузп= 0.9, Кувч= 5.5, Купзк= 0.92, Кпч= 0.5, Купч= 1,6[pic] ,

Кф= 0.1;[pic] после СФ (т.к. он ослабляет сигнал), необходимо ввести в

схему усилитель с коэффициентом передачи: Кус= 10.

Введем каскад с ОЭ.

8.Проектирование АПЧ.

Для автоподстройки частоты гетеродина можно использовать частотный детектор

приемника и управитель частоты (УЧАП), который должен работать при

относительно медленном изменении частоты, вызванном нестабильностью

передатчика и гетеродина приемника.

[pic]

Рис.16. Принципиальная схема АПЧ.

В системе АПЧ используется частотный детектор. Его подключаем к каскаду УПЧ

, выполненному на интегральной микросхеме К224УС3. Частотный детектор

выполнен на расстроенных контурах с последовательным резонансом. (Д1, Д2,

С1- С4,L1, L2, R1, R2).

Чтобы последующие цепи не шунтировали нагрузку ЧД, на его выход ставим

эммиттерный повторитель, в качестве которого использовали микросхему

К2УЭ182 . Коэффициент передачи ЭП - Кэп= 0.9. Учитывая , что уровни

сигналов на входе на выходе ЧД велики, видеоимпульсы после ЭП необходимо

усиливать в разных каналах.

Пиковые детекторы (на Д3 и Д4) - для формирования регулирующих напряжений,

которые складываются после пиковых детекторов для получения результирующей

характеристики частотного детектора.

Видеоусилители, к которым должны присоединятся пиковые детекторы построены

на микросхемах К218УИ1 (импульсный усилитель на положительную полярность) и

К218УИ2 (импульсный усилитель на отрицательную полярность), имеющие

основные характеристики: Кву[pic]3, Riву= 100 ом.

Истоковый повторитель на полевом транзисторе КП102Л, служит для исключения

шунтирования нагрузок пиковых детекторов.

10.Проектирование системы АРУ (автоматической регулирования усиления).

Исходные данные:

Тип АРУ: ИАРУ

Dвх =50 дб,

Dвых =10 дб.

Так как динамический диапазон входных выходных сигналов составляют 50 и

10дб, то требуемое изменение усиления УПЧ при максимальном ИАРУ составит

[pic]раз.

Количество регулируемых каскадов:

[pic]n[pic]=[pic], где [pic]- изменение усиления одного каскада.

Охватывая АРУ 3 каскада, регулировку усиления на выходной каскад УПЧ не

вводят. Получаем требуемое изменение усиления одного каскада.

n[pic]= [pic]n[pic]=4/3 =1.33

[pic]= 22 - коэффициент передачи каждого из трех каскадов должен меняться в

пределах : 0.23-5

[pic]

Рис. 17 Принципиальная схема ИАРУ.

11.Проектирование видеоусилителя.

В видеоусилителях на транзисторах применяют схемы с общим эммитером , так

как они обеспечивают наибольшее усиление.

Исходными данными для рассчета являются:

- необходимый коэффициент усиления : Кву =146.

- время установления импульса tуст.=0,4 мкс.( т.к. импульс- прямоугольный

).

- длительность импульсного сигнала ( = 1.83 мкс.

- спад вершины [pic]=0.1.

- выброс вых. напряжения [pic]= 0.1.

-сопротивление источника сигнала =20 кОм.

- Rн =18 кОм. Сн =25 пФ.

1) Выбираем транзистор:

[pic][pic](1.4[pic]/[pic])[pic]

[pic][pic]6.2Мгц [pic][pic]- граничная частота [pic]60 Кгц.

Выбираем транзистор ГТ309А:

[pic]= 100-300.

2)Так как параметры выходного устройства R=18 Ком, С= 25 пф, то нагрузка

имеет емкостной характер, то используем схему с общим эмиттером. Для

необходимого коэффициента усиления ВУ, необходимо поставить два каскада с

ОЭ.

[pic]

Рис.18. Принципиальная схема видеоусилителя.

12. Конструкция приемника.

Основной задачей конструирования приемника является обеспечение

работоспособности устройства с параметрами заложенными в его электронный

расчет.

Необходимо добиться такого взаимного расположения каскадов и узлов на

печатной плате, чтобы минимизировать паразитные связи; обеспечить жесткость

конструкции, корозийной и стойкости устройства; обеспечить удобство

управления, контроля, ремонта и транспортировки; уменьшить габаритные

размеры и массу; согласовать конструктивно приемник с аппаратурой, с

которой он работает.

Для уменьшения паразитных связей необходимо тщательно продумать размещение

каскадов. Используют размещение схемы ‘в линейку’, либо ‘по периметру’.

Для обеспечения жесткости конструкции печатные платы крепятся на прочном

основании. В профессиональных устройствах, имеющих блочную конструкцию

такие рамы в виде кассет вставляются в кожухи.

При использовании приемника в тяжелых климатических условиях отдельные

элементы и блоки помещают в специальные герметические кожухи.

При работе приемника необходим отвод тепла через естественную конвенцию

воздуха.

Проектирование внешнего вида приемника является одной из важнейших задач и

должно производиться в содружестве с художником. Форма и расположение ручек

управления влияет на работоспособность оператора.

13. Заключение.

Расчет чувствительности РПУ определяем по фомуле:

РА=К[pic]То[pic]Пш[pic][pic][pic], Nп-коэффициент шума приемника; Nп =3.

Тогда РАр = 1.38[pic]=5[pic]вт.

Ослабление по зеркальному каналу - 30дб.

Ослабление по соседнему каналу - 29дб.

14.Список литературы.

1. ‘ Проектирование радиолокационных приемных устройств. ‘ | Под редакцией

Соколова М. А. 1984г. |

2. ‘ Проектирование РПУ. ‘ | Под редакцией Сиверста. 1976г. |

3. ‘ Расчет радиоприемников. ‘ | Бобров Н.В. и др. 1971г. |

4. ‘ Радиоприемные устройства. ‘ | Ширман и Рулевич. |

5. ‘ Справочник по п.п. диодам, транзисторам и интегральным микросхемам. ‘

| Под редакцией Горнонова 1979г.|

6. ‘ ИМС. Справочник. ‘

7. ‘ Устройства приема и обработки сигналов. ‘ Методические указания к

курсовому проектированию. Саломасов В.В. Соколов М. А. 1989г.

Т

Страницы: 1, 2