МЕНЮ


Фестивали и конкурсы
Семинары
Издания
О МОДНТ
Приглашения
Поздравляем

НАУЧНЫЕ РАБОТЫ


  • Инновационный менеджмент
  • Инвестиции
  • ИГП
  • Земельное право
  • Журналистика
  • Жилищное право
  • Радиоэлектроника
  • Психология
  • Программирование и комп-ры
  • Предпринимательство
  • Право
  • Политология
  • Полиграфия
  • Педагогика
  • Оккультизм и уфология
  • Начертательная геометрия
  • Бухучет управленчучет
  • Биология
  • Бизнес-план
  • Безопасность жизнедеятельности
  • Банковское дело
  • АХД экпред финансы предприятий
  • Аудит
  • Ветеринария
  • Валютные отношения
  • Бухгалтерский учет и аудит
  • Ботаника и сельское хозяйство
  • Биржевое дело
  • Банковское дело
  • Астрономия
  • Архитектура
  • Арбитражный процесс
  • Безопасность жизнедеятельности
  • Административное право
  • Авиация и космонавтика
  • Кулинария
  • Наука и техника
  • Криминология
  • Криминалистика
  • Косметология
  • Коммуникации и связь
  • Кибернетика
  • Исторические личности
  • Информатика
  • Инвестиции
  • по Зоология
  • Журналистика
  • Карта сайта
  • Радиолокационный приемник сантиметрового диапазона

    сигнал отражается от разрядника к плечу 2 циркулятора Ц2 и поглощается в

    согласованной нагрузке R. Зажигание разрядника Р спустя некоторое время (

    с) после изменения зондирующего импульса. Выделяемая за это время энергия

    может вывести из строя последующие каскады приемника. Для предотвращения

    этого в схеме АП предусматривается СВЧ ограничитель, подключенный к

    основной линии в т.А через отрезок линии l = l/2. Ограничитель состоит из

    последовательносоединенных диода Д и короткозамкнутого шлейфа длинной l2

    с индуктивным реактивным сопротивлением, параллельно которым подключен

    разомкнутый емкостной шлейф длиной l1. При сигнале высокого уровня диод Д

    эквивалентен цепи из последовательносоединенных сопротивления и

    индуктивности.при этом между т.В и подложкой образуется параллельный

    резонансный контур,сопротивление которого при резонансе велико. Значит,

    четвертьволновый отрезок линии длинной l при высоком уровне сигнала

    работает практически в режиме холостого хода; входное сопротивление линии

    равно 0. Значит, сигнал просачивающийся в ограничитель отражается обратно в

    циркулятор Ц2. Полезный сигнал, отраженный от цели, поступает от антенны на

    плече 2 циркулятора Ц1, практически без ослаблений передается на плече 3

    циркулятора Ц1 и далее через плечи 1 и 2 циркулятора Ц2 на разрядник Р.

    Мощность отраженного сигнала недостаточна для зажигания разрядника,

    вследствие чего принятый антенной сигнал передается по основной линии в

    последующие каскады приемника. Для сигнала малого уровня отрезок линии

    длинной l работает практически в режиме К.З.; входное сопративление этой

    линии равно бесконечности и энергия принятого сигнала проходит в

    последующие каскады РЛП практически без ослабления.

    5.2. Разрядники защиты приемника

    Защиту триодов входного каскада РЛП отперегрузки и повреждения СВЧ

    сигналами (от собственного передатчика РЛС или от внешних источников помех)

    в полосе рабочих частот, как уже указывалось, обычно осуществляют

    разрядником защиты приемника (РЗП) и ограничителем СВЧ-мощности на

    полупроводниковых диодах.

    РЗП описываются двумя группами параметров: параметрами низкого

    уровня мощности, характеризующими свойства РЗП в режиме приема слабых

    сигналов (СВЧ разряда нет), и параметрами высокого уровня мощности

    характеризующими его защитные свойства при воздействии на него мощных

    импульсов СВЧ (происходит СВЧ разряд).

    К параметрам низкого уровня мощности относятся:

    . полоса рабочих частот Праб= fmax - fmin, выраженная в процентах по

    отношению к средней частоте рабочего диапазона Праб, % ;

    . потери в режиме приема Lпр, дБ;

    . коэффициент стоячей волны КСВ.

    Основными параметрами высокого уровня мощности являются:

    . максимально допустимая импульсная мощность Pи(кВт)на входе РЗП;

    . мощность зажигания Pзаж (мВт) - максимальная импульсная мощность, на

    выход ЗП;

    . энергия пика Wп (Дж) и мощность плоской части Pпл (мВт) СВЧ импульса,

    просачивающаяся через РЗП во время его горения;

    . время восстановления РЗП tв (мкс),

    . характеристика времени tG после окончания вх.импульса СВЧ, в течение

    которого потери снизятся до условной величины Lпр + G (дБ).

    Диодный ограничитель, в отличае от РЗП, не требует никаких питающих

    напряжений и поэтому обеспечивает защиту как при включенной, так и при

    выключенной аппаратуре. Он характеризуется двумя состояниями: состоянием

    пропускания при малой мощности сигнала, т.е. на низком уровне мощности

    (потери пропускания Lпр малы), и при состоянием запирания при большой

    мощности сигнала, т.е. на высоком уровне мощности (потери запирания Lзап

    велики).

    5.3. Входная цепь

    В используемом диапазоне частот в силу особенностей несимметричных

    полосковых волноводов [9] наиболее перспективно использование согласующих

    цепей на микрополосковых линиях. Основными характеристиками микрополосковой

    линии, сечение которой показано на ( рис.5.1.1, б) являются: волновое

    сопротивление и эффективная диэлектрическая проницаемость, которые зависят

    от толщины подложки Н, ширины микрополосковой линии Е, толщины

    металлизированного слоя t и относительной диэлектрической проницаемости e.

    Из соображений технологичности широкое применение в качестве полосовых

    фильтров (ПФ) находит связанная система из резонансных полуволновых

    разомкнутых резонаторов [3]:

    рис.5.1.1

    Такой ПФ (рис.5.1.1,а) образован рядом одинаковых параллельно связанных

    линий (длина участка связи равна L0/4), и является наиболее употребительным

    из-за отсутствия особо критичных размеров.

    Основными исходными данными для проектирования такого полосового фильтра

    являются:

    частота сигнала, полоса пропускания приёмника, затухание в полосе

    пропускания Lп, обычно принимаемое за 3 дБ, полоса заграждения Пз,

    определемая в нашем случае как Пз=4fпч=120 МГц, затухание на границах

    полосы заграждения Lз=26 дБ, волновые сопротивления подводящих линий

    W0=75 Ом.

    При использовании для аппроксимации частотной характеристики фильтра

    максимально плоских функций Баттерворта можем посчитать число элементов n

    по формуле:

    n=lg (Lз-1)/(Lп-1) / lg(Пз/Ппр)

    n=lg (20-1) / (1,4-1) / lg(120/1,03) = 0,81

    Округляем в большую сторону и получаем, что проектируемый ПФ должен

    состоять из (n+1)=2 элементов.

    Электрическая длинна li отрезков связанных линий всех звеньев фильтра

    одинакова: li =L0/4,

    где L0- длина волны в линии на частоте fс: L0=f0/2e,

    e - эффективная диэлектрическая проницаемость среды в линии, равная

    для симметричной полосковой линии относительной диэлектрической

    проницаемости диэлектрика линии.

    Для найденного значения n и заданного Lп=1,4 и Пп/f0=0,2 определяем (n+1)

    коэффициент qi (табл. 3.4) [9], которые представляют собой перепады

    характеристических сопротивлений ступенчатого перехода:

    q1=q3=833,56 q2=374123

    Затем определяем величину переходных затуханий связанных звеньев (дБ):

    Сi=10lg(qi+1)

    q1=q3=833,56 q2=374123

    C1=C3=29,2 дБ C2=55,7 дБ

    Теперь по таблице 3.5 [ 9 ] определяем для каждого звена bi/d и

    Si/d

    b1/d=b3/d=0,993

    S1/d=S3/d=3,08

    5.4. Преобразователь частоты (смеситель)

    Схема преобразователя частоты на полевом транзисторе

    с внешним гетеродином ([4]):

    [pic]

    В преобразователе частоты на двухзатворном ПТШ АП 328-2 напряжения

    сигнала и гетеродина подаются на разные затворы, что позволяет добиться

    лучшей развязки между сигнальной и гетеродинной цепью по сравнению со

    смесителем на однозатворном ПТ ([3]). Преобразование частоты обеспечивается

    за счет изменения крутизны сток - затворной характеристики по сигнальному

    затвору под воздействием переменного напряжения на гетеродинном затворе.

    [pic]Рис.3

    Основные параметры транзистора берём из справочника [ 5 ] .

    Uси=2 В .

    Rи=200 Ом .

    Iс о=5 мА .

    Uзи о=0,5 В .

    Sнач=6 мА/В

    Пользуясь характеристиками ПТ (рис.3), выбираем напряжение смещения:

    Eсм=UЗИотс/2=0,5/2=0,25 В

    Сумма амплитуд сигнала и гетеродина не должна превышать Eсм.

    Полагаем,что для ПТ крутизна при UЗИ=0: Sнач=6 мА/В,

    при UЗИ=UЗИотс/2: Sнач/2=1,5 мА/В

    Зависимость тока стока от напряжения затвор-исток UЗИ имеет вид:

    IС=0,5(Sнач((1+ UЗИ / UЗИотс)2

    При подаче на вход смесителя напряжений сигнала uc=Uсcoswct и гетеродина

    uг=Uгcoswгt получаем амплитуду тока частоты wп=wг-wс:

    Iп=0,5(Sнач(Uс(Ur/ UЗИотс

    Крутизна преобразования:

    Sпр=1/2(Sм1=1/2(( Sмакс - Sмин)/2=(6-1,5)/4=1,12 мА/В

    Зададимся L1 = L2 = 1 мкГн;

    С3 =С4=1/((2(f0)2(L)=1/((2(3,14(3(107)2(10-6)=

    =28(10-12=28 пФ

    Характеристическое сопротивление контуров:

    rк= ЦLк/Ск = Ц10-6/28(10-12=1,9(102

    По таблице 6.1 [3] находим отношение полосы пропускания двухконтурного

    резонансного каскада к полосе приёмника:

    Y(n)=1,56

    Полоса пропускания одного каскада УПЧ по уровню -3 дБ:

    Пiупч=ПЧY(n)=6Ч1,56=9,3 МГц

    Эквивалентное затухание контуров:

    dэ= Пiупч/Ц2Чf0 =9,3/Ц2Ч1,3Ч109=0,05

    Полагаем коэффициент включения транзистора в

    резонансный контур m1=1;

    dэ/rк = d0 + m12Ч gвых.ПТ + m22Ч gвх.УПЧ

    Исходя из условий [3] зададимся собственными затуханиями:

    d0 @0,006..0,01. Принимаем: d0 = 0,006; gвыхПТ @ 0.

    Коэффициент подключения m2 :

    [pic]

    Коэффициенты передачи смесителя:

    по напряжению:

    Кu= m1(m2(Sпр( rк /2(dэ =1(0,8(1,12(10-3(1,9(102/2(0,05=1,7

    по мощности:

    Кр= Кu2(Rа/ RвхУПЧ=1,7(75/1(102 = 2,2

    Для расчета коэффициента шума смесителя на ПТШ необходимы матрицы S-

    параметров транзистора АП328А2, которые, как правило, определяются

    экспериментально (в справочной литературе не обнаружены). Поэтому оценим

    коэффициент шума транзистора в режиме преобразования частоты :

    ШПЧ=(2..3)ЧШтр=(2..3)Ч1,5 @ 3 дБ

    Расчёт смесителя по постоянному току :

    Напряжение смещения:

    Есм=Uси0= Ic о(R2 =0,25 В

    R2 =0,25/5(10-3=50 Ом

    Напряжение источника питания:

    Еп=Uси0+Ic о(Rи=0,25+5(10-3(0,2(103=1,25 В

    Так как необходимо согласовать ВЦ и вход смесителя с волновым

    сопротивлением антенно-фидерного тракта 75 Ом, то взяв R1=Rут=75 Oм

    получим входное сопротивление смесителя Rвх=75 Ом (т.к. входное

    сопротивление ПТШ достаточно велико).

    5.5. Усилитель промежуточной частоты (УПЧ)

    Усилители с широким динамическим диапазоном могут быть построены по

    схеме усилителя-ограничителя (УО) или усилителя с логарифмической

    амплитудной характеристикой (ЛАХ). У последних между входным и выходным

    сигналом существует вполне определенная функциональная зависимость вида :

    [pic]

    УО такой зависимостью не характеризуются.

    Логарифмические усилители могут быть выполнены по параллельной и

    последовательной и схеме. В первой используется параллельное включение

    каскадов усилителя с различным коэффициентом усиления. Для защиты от

    перегрузок и повышения стабильности на выходе каждого каскада ставится

    двусторонний усилитель-ограничитель, и с выхода каждого канала сигналы

    суммируются. Однако увеличение массогабаритных показателей, связанное с

    необходимостью использования значительного числа каналов, обусловило

    большее распространение усилителей с ЛАХ, построенных по методу

    последовательного усиления и суммирования:

    [pic]

    Рис.5.5.1.

    Такой усилитель (рис.5.5.1) представляет собой последовательное

    соединение нескольких каскадов, каждый из которых, в общем случае, содержит

    линейный усилитель и двусторонний ограничитель. Выходы всех каскадов

    объединены сумматором через буферные каскады (БК), способствующие

    увеличению развязки между каскадами и повышению устойчивости усилителя. Для

    получения амплитудной характеристики, достаточно хорошо приближающейся к

    логарифмической, все каскады должны быть идентичны. В зависимости от

    особенностей реализации и назначения логарифмического усилителя, в

    обобщенную схему могут вноситься изменения. Так, возможно совмещение

    функций линейного усиления и двустороннего ограничения, например в ИМС;

    сумматор может быть выполнен в виде резистора, усилительного каскада или

    линии задержки; буферные каскады могут использоваться также и для коррекции

    частотной и фазовой характеристик усилителя.

    Амплитудная характеристика логарифмических усилителей описывается

    системой уравнений:

    [pic][pic]

    где К0 – коэффициент усиления в линейном режиме; Uвх.н – пороговый уровень

    входного сигнала, начиная с которого амплитудная характеристика становится

    логарифмической; b – коэффициент, определяющий наклон ЛАХ.

    Основные показатели логарифмического усилителя могут быть определены из

    соотношений [11]:

    [pic]

    где КОС - коэффициент усиления одного каскада на ИМС;

    Dвх = Uвх.макс / Uвх.н - логарифмический динамический диапазон

    усилителя, определяемый протяженностью логарифмического участка

    амплитудной характеристики и равный динамическому диапазону изменения

    уровня входных сигналов;

    Uвх.макс - максимальный уровень входного напряжения, соответствующий

    концу логарифмического участка амплитудной характеристики;

    Uвх.н - напряжение на входе ИМС, при котором начинается амплитудное

    ограничение;

    n - число каскадов усилителя;

    K0n - к-т усиления всего усилителя в линейном режиме;

    d - ошибка, связанная с отклонением АХ от логарифмической.

    Данные к расчету:

    . частота сигнала ПЧ: fпч = 30 МГц;

    . избирательность по соседнему каналу: Seск = 10 дБ;

    . коэффициент усиления УПЧ: K0n =13440;

    . искажения переднего фронта импульса: D(и =0,15 мкс;

    . динамический диапазон входных сигналов Dвх=60 дБ;

    . динамический диапазон выходных сигналов Dвых= 0,067(10-6 Ю параметры детектора выбраны правильно.

    Коэффициент передачи детектора Кд:

    Кд = cosQ @ 0,8...0,9

    где Q = Ц3p / (Sд(Rн) = Ц 3p / 0,1(1,2к = 0,428

    отсюда Кд = 0,9

    Входное сопротивление детектора Rвх

    Rвх = Rн /2 = 1,2к / 2 = 0,6 кОм

    Определим время установления фронта tуд

    tуд = Rн(Cн((2(Riэ + Rэ) /(0,5(Rн + 2,5(Riз + Rэ)=

    =1,2(103(22(10-12((2(10 + 1,9(103) /( 0,5(1,2(103 + 2,5(10 + 1,9(103)=0,2

    мкс

    Коэффициент подключения mд

    Lк = 50 нГн и Cк = 2 пФ - параметры выходного каскада УПЧ;

    rк = ЦLк /Cк = 158 Ом - характеристическое сопротивление контура

    d0 = 0,006 [справочник Петрова] Ю П 0,7 упч = d0(fпр = 5 МГц

    dвн д = П 0,7 упч / 2(fпр = 5 МГц / 1270 МГц = 0,004 - зквивалентное

    затухание, вносимое детектором

    mд = dвн д(Rн /2(rк = 0,004(1200/2(158 = 0,15

    Полный коэффициент усиления детектора

    Кд` = Кд(mд = 0,9(0,15 = 0,135

    Расчет емкости разделительного сонденсатора Ср

    D% <= 1...3 % - спад плоской вершины

    Ср = (tи (100%)/((Rн + Rвх ву) (D%) =

    = 0,66(10-6(100% / ((1,2(103 + 1000) (2%) = 15 нФ

    Определим нужно ли ставить дроссель для фильтрации пульсаций импульса fпр

    Если Кф < 0,01-0,02 ,то дросель можно не ставить

    Кф =( Свх ву / (Cн + Свх ву)) ( 1/(2p ( fпр ( Сн ( Rн + 1) =

    = (50 пФ/(22пФ + 50пФ)) (1/( 2(p ( 30 МГц ( 22пФ ( 1,2кОм + 1) = 0,14

    Условие не выполняется, значит дроссель нужен.

    Резонансная частота fдр паразитного контура Сдр Lдр:

    Сдр @ 3...5пФ, принимаем Сдр = 2пФ

    fдр @ 0,7fпр = 0,7( 30 МГц = 21 МГц

    Lдр = 1/((2p)2(fдр2 (Сдр) = 1/((2p)2(21 МГц2(2пФ) = 28,7 мкГн

    Кф`при наличии дроселя

    Кф` = Сдр/(Сдр + Свх ву) = 2пФ / (2пФ + 50пФ) = 0,04

    5.7. Проверочный расчёт

    Проверим, соответствует ли спроектированный приёмник требованиям

    технического задания.

    Данные к рассчету:

    Кр.ф.=(0,8

    Швц=1,5 Квц=0,8

    Шпч=3 Кпч=1,25

    Шупч=10 Купч=6(103

    Ш=(Швц+(Шпч-1)/Квц+(Шупч-1)/(Квц(Кпч))/Кр.ф.=

    = (1,5 + (3-1)/0,8 + (10-1)/(0,8(1,25))/0,8 = 12,5/0,8 = 15,6 < Шдоп = 21

    При таком коэффициенте шума чувствительность приёмника:

    РА= [Ш/Кр.ф + (tА - 1)] ((Pc/Pш) к(Т0(ПШ = [15,6/0,8 + (0,48 - 1)]

    (1,4(1,38(10-23(290К(6,93Ч106 =0,73(10-12 < Ра(ТЗ) = 1(10-12

    Следовательно, спроектированный приёмник отвечает всем требованиям ТЗ.

    Принципиальная схема приемника

    [pic]

    Спецификация элементов

    [pic]

    6.Технико-экономическое обоснование

    6.1. ТЭО выбора элементной базы

    В УПЧ целесообразно применение отечественных ИМС серии К175. Серия ИМС 175

    представляет собой комплект интегральных микросхем, предназначенных для

    применения в трактах промежуточной частоты радиолокационной и связной

    техники, а так же в других узлах РЭА.

    Табл.6.1 Цена различных ИМС 175 серии [14]

    | Наименование ИМС |Цена, руб. |

    |175ув1 а | 9.60|

    |175ув 1б | 9.80|

    |175ув2 а | 14.40|

    |175ув 2б | 10.80|

    |175ув 3а | 13.80|

    |175ув 3б | 13.20|

    |175ув 4а | 13.40|

    |175ув 4б | 8.20|

    Исходя из необходимости обеспечения таких параметров УПЧ, как

    . низкий коэффициент шума;

    . малые искажения переднего фронта радиоимпульсов;

    . заданный коэффициента усиления при минимальном числе каскадов

    . минимальную себестоимость

    По данным табл. 6.1, для использования в УПЧ выбираем [7] ИМС К175 УВ

    4.

    6.2. Расчет технико-экономических показателей блока ПЧ

    Расчет себестоимости изготовления изделия

    Себестоимость изделия представляет собой совокупность всех затрат на

    производство и реализацию продукции.

    Страницы: 1, 2, 3, 4


    Приглашения

    09.12.2013 - 16.12.2013

    Международный конкурс хореографического искусства в рамках Международного фестиваля искусств «РОЖДЕСТВЕНСКАЯ АНДОРРА»

    09.12.2013 - 16.12.2013

    Международный конкурс хорового искусства в АНДОРРЕ «РОЖДЕСТВЕНСКАЯ АНДОРРА»




    Copyright © 2012 г.
    При использовании материалов - ссылка на сайт обязательна.