Проектирование цепей коррекции, согласования и фильтрации усилителей мощности радиопередающих устройств

|0,9 |0,963 |0,704 |0,091 |1,117 |

|1,0 |0,966 |0,753 |0,111 |1,153 |

|1,1 |0,958 |0,823 |0,131 |1,193 |

|1,2 |0,944 |0,881 |0,153 |1,238 |

|1,3 |0.927 |0,940 |0,174 |1,284 |

|1,4 |0,904 |0,998 |0,195 |1,332 |

|1,5 |0,882 |1,056 |0,215 |1,383 |

|1,6 |0,858 |1,115 |0,235 |1,437 |

|1,7 |0,833 |1,173 |0,255 |1,490 |

|1,8 |0,808 |1,233 |0,273 |1,548 |

|1,9 |0,783 |1,292 |0,292 |1,605 |

2.2. ВЫХОДНОЙ СОГЛАСУЮЩИЙ ТРАНСФОРМАТОР ШИРОКОПОЛОСНОГО УСИЛИТЕЛЯ

При проектировании широкополосных передатчиков средней и большой

мощности одной из основных является задача максимального использования

транзистора выходного каскада усилителя по выходной мощности. Оптимальное

сопротивление нагрузки мощного транзистора, на которое он отдает

максимальную мощность, составляет единицы ом [2]. Поэтому между выходным

каскадом и нагрузкой усилителя включается трансформатор импедансов,

реализуемый, как правило, на ферритовых сердечниках и длинных линиях [1–4,

14]. Принципиальная схема усилительного каскада с трансформатором

импедансов, имеющим коэффициент трансформации сопротивления 1:4, приведена

на рис. 2.2,а, эквивалентная схема по переменному току – на рис. 2.2,б, где

[pic] – конденсатор фильтра; [pic] – трансформатор; [pic], [pic] [pic]

[pic] [pic] – элементы схемы активной коллекторной термостабилизации [15];

[pic] – транзистор выходного каскада усилителя. На рис. 2.2,в приведен

пример использования трансформатора с коэффициентом трансформации 1:9.

[pic]

б)

[pic]

а) в)

Рис. 2.2

Согласно [16, 17] при заданном значении нижней граничной частоты

[pic] полосы пропускания разрабатываемого усилителя требуемое число витков

длинных линий, наматываемых на ферритовые сердечники трансформатора,

определяется выражением:

[pic], (2.4)

где d – диаметр сердечника в сантиметрах;

N – количество длинных линий трансформатора;

[pic] – относительная магнитная проницаемость материала сердечника;

S – площадь поперечного сечения сердечника в квадратных сантиметрах.

Значение коэффициента перекрытия частотного диапазона

трансформирующих и суммирующих устройств на ферритовых сердечниках и

длинных линиях лежит в пределах 2·104...8·104 [16, 17]. Поэтому, приняв

коэффициент перекрытия равным 5·104, верхняя граничная частота [pic] полосы

пропускания трансформатора может быть определена из соотношения:

[pic] (2.5)

При расчетах трансформаторов импедансов по соотношениям (2.4) и (2.5)

следует учитывать, что реализация [pic] более 1 ГГц технически трудно

осуществима из-за влияния паразитных параметров трансформаторов на его

характеристики [3].

Требуемое волновое сопротивление длинных линий разрабатываемого

трансформатора рассчитывается по формуле [16, 17]:

[pic]. (2.6)

Методика изготовления длинных линий с заданным волновым

сопротивлением описана в [18].

Входное сопротивление трансформатора, разработанного с учетом (2.4) –

(2.6), равно:

[pic]. (2.7)

Пример 2.2. Рассчитать [pic], [pic], [pic] трансформатора на

ферритовых сердечниках и длинных линиях с коэффициентом трансформации

сопротивления 1:9, если [pic] = 50 Ом, [pic]= 5 кГц.

Решение. В качестве ферритовых сердечников трансформатора выберем

кольца марки М2000НМ 20х10х5,имеющих параметры: [pic] = 2000; d = 6 см; S =

0,5 см2. Из (2.5) – (2.7) определим: N = 3, [pic]= 16,7 Ом, [pic]= 250 МГц.

Теперь по известным параметрам кольца из (2.4) найдем: n=16,7. То есть для

создания трансформатора импедансов с [pic]= 5 кГц необходимо на каждом

ферритовом кольце намотать не менее 17 витков. Длина одного витка длинной

линии, намотанной на ферритовое кольцо, равна 3 см. Умножая это значение на

17, получим, что минимальная длина длинных линий должна быть не менее 51

см. С учетом необходимости соединения длинных линий между собой, с

нагрузкой и выходом усилителя, следует длину каждой длинной линии увеличить

на

2...3 см.

2.3. ВЫХОДНОЙ СОГЛАСУЮЩИЙ ТРАНСФОРМАТОР полосового УСИЛИТЕЛЯ

При проектировании полосовых передатчиков средней и большой мощности,

также как и при проектировании широкополосных, одной из основных является

задача максимального использования по выходной мощности транзистора

выходного каскада усилителя. Однако в этом случае между выходным каскадом и

нагрузкой усилителя включается трансформатор импедансов, выполненный в виде

фильтра нижних частот [3, 19, 20]. Чаще всего он выполняется в виде фильтра

нижних частот четвертого порядка [19–23]. Принципиальная схема

усилительного каскада с таким трансформатором приведена на рис. 2.3,а,

эквивалентная схема по переменному току – на рис. 2.3,б, где элементы [pic]

формируют трансформатор импедансов, обеспечивающий оптимальное, в смысле

достижения максимального значения выходной мощности, сопротивление нагрузки

транзистора и практически не влияют на форму АЧХ усилительного каскада.

Методика расчета оптимального сопротивления нагрузки мощного транзистора

дана в [2, 3, 24].

Наиболее полная и удобная для инженерных расчетов методика

проектирования рассматриваемых трансформаторов импедансов приведена в [25,

26]. В таблице 2.2 представлены взятые из [26] нормированные относительно

[pic] и [pic] значения элементов [pic] для относительной полосы рабочих

частот трансформатора [pic]равной 0,2 и 0,4 и для коэффициента

трансформации сопротивления [pic] лежащего в пределах 2...30 раз, где

[pic]=[pic] – входное сопротивление трансформатора в полосе его работы,

[pic]=[pic] – средняя круговая частота полосы рабочих частот

трансформатора.

[pic] [pic]

а) б)

Рис. 2.3

Выбор w равной 0,2 и 0,4 обусловлен тем, что это наиболее часто реализуемая

относительная полоса рабочих частот полосовых передатчиков средней и

большой мощности, так как в этом случае перекрывается любой из каналов

телевизионного вещания и диапазоны ЧМ и FM радиовещания [27].

Таблица 2.2 – Нормированные значения элементов трансформатора

| |[pic]|[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |

|0,01 |1,59 |88,2 |160,3 |2,02 |101 |202,3 |

|0,05 |1,59 |18,1 |32,06 |2,02 |20,64 |40,5 |

|0,1 |1,59 |9,31 |16,03 |2,02 |10,57 |20,2 |

|0,15 |1,59 |6,39 |10,69 |2,02 |7,21 |13,5 |

|0,2 |1,59 |4,93 |8,02 |2,02 |5,50 |10,1 |

|0,3 |1,59 |3,47 |5,35 |2,02 |3,86 |6,75 |

|0.4 |1,59 |2,74 |4,01 |2,02 |3,02 |5,06 |

|0,6 |1,59 |2,01 |2,68 |2,02 |2,18 |3,73 |

|0,8 |1,59 |1,65 |2,01 |2,02 |1,76 |2,53 |

|1 |1,58 |1,43 |1,61 |2,02 |1,51 |2,02 |

|1,2 |1,58 |1,28 |1,35 |2,02 |1,34 |1,69 |

|1,5 |1,46 |1,18 |1,17 |2,02 |1,17 |1,35 |

|1,7 |1,73 |1,02 |0,871 |2,01 |1,09 |1,19 |

|2 |1,62 |0,977 |0,787 |2,00 |1,00 |1,02 |

|2,5 |1,61 |0,894 |0,635 |2,03 |0,90 |0,807 |

|3 |1,61 |0,837 |0,530 |2,03 |0,83 |0,673 |

|3,5 |1,60 |0,796 |0,455 |2,02 |0,78 |0,577 |

|4,5 |1,60 |0,741 |0,354 |2,02 |0,72 |0,449 |

|6 |1,60 |0,692 |0,266 |2,02 |0,67 |0,337 |

|8 |1,60 |0,656 |0,199 |2,02 |0,62 |0,253 |

Рассматриваемая КЦ может быть использована также и в качестве входной

КЦ [44]. В этом случае следует принимать: [pic], где [pic] – активная и

емкостная составляющие сопротивления генератора.

При заданных [pic] и [pic] расчет КЦ сводится к нахождению

нормированного значения [pic], определению по таблице 3.1 соответствующих

значений [pic] и их денормированию.

Пример 3.1. Рассчитать КЦ однокаскадного транзисторного усилителя с

использованием синтезированных данных таблицы 3.1, при условиях:

используемый транзистор 3П602А; [pic]= 50 Ом; верхняя частота полосы

пропускания усилителя равна 1,8 ГГц; допустимая неравномерность АЧХ равна ±

0,5 дБ. Принципиальная схема каскада приведена на рис. 3.4. Для

термостабилизации тока покоя транзистора 3П602А, в схеме применена активная

коллекторная термостабилизация на транзисторе КТ361А [48]. На выходе

каскада включена выходная корректирующая цепь, практически не вносящая

искажений в АЧХ каскада, состоящая из элементов [pic]2,7 нГн, [pic]0,64 пФ

и обеспечивающая минимально возможное значение максимальной величины модуля

коэффициента отражения ощущаемого сопротивления нагрузки внутреннего

генератора транзистора (см. раздел 2.1).

[pic] [pic]

Рис. 3.4 Рис. 3.5

Решение. Используя справочные данные транзистора 3П602А [49] и

соотношения для расчета значений элементов однонаправленной модели полевого

транзистора [1], получим:[pic]=2,82 пФ, [pic]=0,34 нГн. Нормированное

относительно [pic] и [pic] значение [pic] равно: [pic]1,77. Ближайшая

величина [pic] в таблице 3.1 составляет 1,7. Для этого значения [pic] и

[pic]

+ 0,5 дБ из таблицы найдем: [pic]=2,01; [pic]=1,09; [pic]=1,19. После

денормирования элементов КЦ получим: [pic]=3,2 пФ; [pic]=

4,3 нГн; [pic]=3,96 нГн; [pic]=60 Ом. Коэффициент усиления рассматриваемого

усилителя равен [14]: [pic] = 4,4.

На рис. 3.5 (кривая 1) приведена АЧХ рассчитанного усилителя,

вычисленная с использованием полной эквивалентной схемы замещения

транзистора [49]. Здесь же представлена экспериментальная характеристика

усилителя (кривая 2), и АЧХ усилителя, оптимизированного с помощью

программы оптимизации, реализованной в среде математического пакета для

инженерных и научных расчетов MATLAB [50] (кривая 3). Кривые 1 и 3

практически совпадают, что говорит о высокой точности рассматриваемого

метода параметрического синтеза. Оптимальность полученного решения

подтверждает и наличие чебышевского альтернанса АЧХ [35].

3.2.2. Параметрический синтез широкополосных усилительных каскадов с

корректирующей цепью третьего порядка

Схема четырехполюсной реактивной КЦ третьего порядка приведена на рис.

3.2 [5, 42, 45]. Как показано в [51] рассматриваемая КЦ позволяет

реализовать коэффициент усиления каскада близкий к теоретическому пределу,

который определяется коэффициентом усиления транзистора в режиме

двухстороннего согласования на высшей частоте полосы пропускания [7].

Аппроксимируя входной и выходной импедансы транзисторов [pic] и [pic]

[pic]- и [pic]- цепями [11, 19, 35], от схемы, приведенной на рис. 3.2,

перейдем к схеме, приведенной на рис. 3.6.

[pic] [pic]

Рис. 3.6 Рис. 3.7

Вводя идеальный трансформатор после конденсатора и применяя

преобразование Нортона [2, 3], перейдем к схеме представленной на рис. 3.7.

Для полученной схемы в соответствии с [7, 11, 35] коэффициент передачи

последовательного соединения КЦ и транзистора [pic] может быть описан в

символьном виде дробно-рациональной функцией комплексного переменного:

[pic], (3.10)

где [pic];

[pic] – нормированная частота;

[pic] – текущая круговая частота;

[pic] – верхняя круговая частота полосы пропускания разрабатываемого

усилителя;

[pic]; (3.11)

[pic] – коэффициент усиления транзистора [pic] по мощности в режиме

двухстороннего согласования на частоте [pic] [7];

[pic] – частота, на которой коэффициент усиления транзистора по

мощности в режиме двухстороннего согласования равен единице;

[pic]

[pic]; (3.12)

[pic],[pic],[pic],[pic],[pic] – нормированные относительно [pic] и

[pic] значения элементов [pic],[pic],[pic],[pic],[pic].

Переходя от схемы рис. 3.7 к схеме рис. 3.6 по известным значениям

[pic] найдём:

[pic] (3.13)

где [pic];

[pic] – нормированное относительно [pic] и [pic] значение [pic].

В качестве функции-прототипа передаточной характеристики (3.15)

выберем дробно-рациональную функцию вида:

[pic]. (3.14)

Квадрат модуля функции-прототипа (3.14) имеет вид:

[pic], (3.15)

Для выражения (3.15) составим систему линейных неравенств (3.5):

[pic] (3.16)

Решая (3.16) для различных [pic] при условии максимизации функции

цели? [pic], найдем коэффициенты квадрата модуля функции-прототипа (3.15),

соответствующие различным значениям допустимого уклонения АЧХ от требуемой

формы. Вычисляя полиномы Гурвица знаменателя функции (3.15), определим

требуемые коэффициенты функции-прототипа (3.14). Решая систему нелинейных

уравнений

[pic]

относительно [pic],[pic],[pic] при различных значениях [pic], найдем

нормированные значения элементов КЦ, приведенной на рис. 3.2. Результаты

вычислений сведены в таблицу 3.2.

Анализ полученных результатов позволяет установить следующее. Для

заданного значения [pic] существует определенное значение [pic] при

превышении, которого реализация каскада с требуемой формой АЧХ становится

невозможной. Большему значению [pic] соответствует меньшее допустимое

значение [pic], при котором реализуется требуемая форма АЧХ. Это

обусловлено уменьшением добротности рассматриваемой цепи с увеличением

[pic].

Исследуемая КЦ может быть использована и в качестве входной

корректирующей цепи усилителя. В этом случае при расчетах следует полагать

[pic], где [pic] – активная и емкостная составляющие сопротивления

генератора.

Пример 3.2. Рассчитать КЦ однокаскадного усилителя на транзисторе

КТ939А при условиях: [pic] 50 Ом; [pic]= 2 пФ; верхняя частота полосы

пропускания равна 1 ГГц; допустимая неравномерность АЧХ ± 0,25 дБ. Выбор в

качестве примера проектирования однокаскадного варианта усилителя

обусловлен возможностью простой экспериментальной проверки точности

результатов расчета, чего невозможно достичь при реализации многокаскадного

усилителя. Принципиальная схема усилителя приведена на рис. 3.8.

Таблица 3.2 – Нормированные значения элементов КЦ

|Неравномерность |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |

|АЧХ | | | | |

|[pic]=(0.1 дБ |0.128 |1.362 |2.098 |0.303 |

| |0.126 |1.393 |1.877 |0.332 |

|[pic]1.805 |0.122 |1.423 |1.705 |0.358 |

|[pic]1.415 |0.112 |1.472 |1.503 |0.392 |

|[pic]0.868 |0.09 |1.55 |1.284 |0.436 |

| |0.05 |1.668 |1.079 |0.482 |

| |0.0 |1.805 |0.929 |0.518 |

|[pic]=(0.25 дБ |0.0913 |1.725 |2.826 |0.287 |

| |0.09 |1.753 |2.551 |0.313 |

|[pic]2.14 |0.087 |1.784 |2.303 |0.341 |

|[pic]1.75 |0.08 |1.83 |2.039 |0.375 |

|[pic]1.40 |0.065 |1.902 |1.757 |0.419 |

| |0.04 |2.00 |1.506 |0.465 |

| |0.0 |2.14 |1.278 |0.512 |

|[pic]=(0.5 дБ |0.0647 |2.144 |3.668 |0.259 |

| |0.0642 |2.164 |3.381 |0.278 |

|[pic]2.52 |0.0621 |2.196 |3.025 |0.306 |

|[pic]2.01 |0.057 |2.24 |2.667 |0.341 |

|[pic]2.04 |0.047 |2.303 |2.32 |0.381 |

| |0.03 |2.388 |2.002 |0.426 |

| |0.0 |2.52 |1.69 |0.478 |

|[pic]=(1.0 дБ |0.0399 |2.817 |5.025 |0.216 |

| |0.0393 |2.842 |4.482 |0.24 |

|[pic]3.13 |0.0375 |2.872 |4.016 |0.265 |

|[pic]2.26 |0.033 |2.918 |3.5 |0.3 |

|[pic]3.06 |0.025 |2.98 |3.04 |0.338 |

| |0.012 |3.062 |2.629 |0.38 |

Страницы: 1, 2, 3, 4, 5