Реферат: Дискретизация и квантование изображений
-0,26
ё -0,13 ® 010 DU = 0,128 - шаг квантования.
-0,13
ё 0 ® 011 Uразмаха = 1,024 В.
0
ё 0,13 ® 100 ( ошибка не больше 0,5 DU
).
0,13
ё 0,26 ® 101
0,26
ё 0,38 ® 110
0,38
ё 0,51 ® 111
ОСНОВНЫЕ
ТИПЫ ЦАП.
1.Цепочка
взвешенных резисторов.
R
R Rвх.оу№0 ,Rключей№0 (удается реали-
зовать
ключи с сопротивлением R»10 Ом)
2R
Uвых~еIвх
4R
Недостатки:
ОУ
Слишком большой разброс сопротивлений
8R
Uвых и как следствие трудность в изготовление
их
на одной микросхеме .
Влияние
Rвх.оу на цепь.
Uопорное
2.Цепочка
R-2R .
+Uопорн
2R
Uвых Достоинства:
Более
технологична ,т.к.всего два
номинала
сопротивлений.
-Uопорн
2R R Rн
2R
R
2R
R
2R
АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ.
А).АЦП
последовательного приближения (скоростные).
xi(t) УВХ Ком- схема Umax
пар.
управл Uвх
1/2Umax
ЦАП
RG
Uвых
Umin
цап
n
вых
1 2 3 4 5
1.При
подачи пускового импульса , после УВХ обнуляется регистр (RG),
затем
в старший разряд регистра дается “1”,на выходе ЦАП появляется
напряжение
равное 0.5Umax .Если Uвых.увх>Uвых.цап ,то ”1” в старшем
разряде
остается ( иначе она стирается ).
2.Опять
ставят “1” в следующий разряд регистра .......................................
.......................................................................................................................
Кол-во
шагов соответствует кол-ву разрядов АЦП.
Б).АЦП
параллельного действия .
Uопорн.
В качестве опорного на каждый
компаратор
(К) подается сетка
УВХ
R напряжений - Uопорн.
xi(t)
K n
2
n
R
Kол-во компараторов = 2 .
K
При подачи сигнала на вход АЦП ,
R
ДЕКО- все компараторы у которых
K
ДЕР Q2 Uопорн.<Uвх.
дадут
единици.
R
Q1 Наивысший номер компаратора
K
находящегося в единичном состоя-
R
Q0 нии соответствует выходному коду
K
АЦП.
R
Недостатки:
K
Эти АЦП малоразрядные (4-5)
R
(т.к.необходимо много компара-
K
торов).
R
K
R
КОМПЛЕКСНОЕ
ПРЕДСТАВЛЕНИЕ СИГНАЛОВ.
x t)= x(t)+jh(t)=E(t)exp{ jy(t)} x(t) x
`
`
h(t)
пре-
образ.
При
определенных правилах связи комплексное число дает аналитический сигнал
(
т.е. непрерывный вместе со своими производными ) .
h(t)
E(t)
Описание сигнала через огибающюю E(t)
и фазу y(t) .
y(t)
0 x(t)
x(t)=Re{x(t)}=E(t)cosy(t)
`
Нам
нужно установить правило выбора сомножителей E(t) и cos(y(t))
т.к.
если
мы узнаем один , то легко найдем другой .
Понятие
огибающей очень расплывчато , поясним это на примерах :
(
) -огибающие для одного процесса
разные
.
Первый
дал понятие огибающей и фазе Гильберт , он дал определение
мнимой
составляющей ( т.е. ввел комплексные величины ) .
Ґ
(t)=1/p
тxi(t
)/ t-t dt
Пара преобразований -Ґ
Гильберта
Ґ
x(t)=1/p т h(t)/ t-t. dt
-Ґ
Преобразование
Гильберта - широкополосный фазовращатель , оно
поворачивает
все спектральные составляющие на 90° .
ѕѕѕѕѕ
E(t)=
Ц x(t) + h(t) - огибающая понятия применимые
для
любого сигнала .
y(t)=arctg[
(t)/ x(t)] - фаза
w(t)=dy(t) - частота
dt
x(t)=Acosw t ; h(t)=Asinw t ( т.е. h(t) получается приповороте x(t)
на
90° ).
x(t)= Acosw t +Asinw t = A
Схема
получения АМ ОБП .
l
1/2cos(w -l)t+1/2cos(w +l )t
x(t) x(t)cosw t
генератор
cosw t
cos(w - l)t
+
j=p/2 j=p/2
sinlt sinw t h(t)sinw t
1\2cos(w
- l)t- 1/2cos(w +l)t
+
Получили АМ ОБП без использования фильтров .
Мы
оперируем комплексными функциями для того
чтобы
убрать основную часть энергии несущей .
Огибающие
и фаза УПСП (узко-полосного случайного процесса ).
Квадратурные
составляющие огибающей .
Dw<<w
460
465 470 f,кГц
y(t) = w0t- j(t)
w0 - ( ) j(t)
y(t)-
( )
t
t
Фаза
УПСП разбивается на две составляющие флуктуированную j(t)
и мат.ожидания w0t .
x(t) =Е(t)cosy(t)=E(t)cos(w0t -j(t))=E(t)cosj(t)cosw0t+E(t)sinj(t)sinw0t
A(t)
B(t)
A(t)
и B(t) медленно меняющиеся функции . Получаются , как случайные
функции
времени .
x(t)=A(t)cosw0t + B(t)sinw0t , где A(t) и B(t) - квадратурные составляющие
огибающей
.
В
этом колебание вектор Е(t) будет колебаться , т.е. показывать флуктуацию.
A(t)
E(t)
j(t)
B(t)
Свойства функций
:
1. Энергетические спектры G (w)
иG (w) одинаковые .
2.
Законы распределения одинаковые w (x)=w (x)=wa(x)=wб(x).
3. Коррелляционные функции равны Bx(t
)=B (t ) .
4.
Справедливо свойство ортогональности .
ѕѕѕѕ ѕѕѕ
h(t)x(t)=0 A(t)B(t)=0
5.-Ґ <=A(t) < Ґ ; -Ґ <=B(t)<Ґ;E(t)>=0 .
ѕ ѕ
6.
Если Гауссовский шум то A(t)=0 и B(t)=0
(
Т.е. нулевые мат. ожидания ) .
Если
A(t)=F то это значит что в случайном процессе
появилась
детерменированная ф-ия .
x(t)=A(t)cosw0t + B(t)sinw0t+ Fcosw0t
7. A (t)=B (t) =Gx - мощность реализации .
ѕ ѕ ѕ
E (t)= A (t)+B (t) =2Gx - мощность огибающей .
8.
Ba(t)=Bб(t) ( т.к. скорости изменения одинаковы )
9.
Bx(t)=Ba(t)cosw0t
ДИСКРЕТНАЯ
СВЕРТКА.
Ґ
f(t)=тC(t)y(t-t)dt - Свертка -интеграл Дюамеля (прохождение
-Ґ сигнала через нелинейную инерционную
цепь)
N-1
fm=1/N*
е CkUm-k - Свертка дискретных сигналов.
k=0 m=0,1,2,3,...,N-1.Т.к.число отсчетов описывающее
сигнал
Х(t) ,будет описывать и функцию fn.
N-1
Ck=еСxn exp(j2pk/N) ;Cxn-амплитуда “n”-ой гармоники спектра.
n=0
N-1
Ym-k=е
Cyl exp(j2pk/N)
l=0
N-1 N-1 N-1
fm=1/N е [ е Cxn exp(j2pk/N)][ е Cyl exp(j2pl(m-k)/N)]=
k=0 n=0 l=0
N-1 N-1 N-1
=1/N е е CxnCyl exp(j2plm/N) е
exp(j2p(n-l)k/N)
n=0
l=0 k=0
N-1
При
n=l , е exp(j2p(n-l)k/N)=N (Если n№l ,то сумма равна “0”).
k=0
Тогда
получаем:
N-1
fm=
е Cfn exp(j2pmn/N) ,где Cfn=CxnCyn
n=0
Если
в одном из пространств пары преобразования Фурье мы
производим
умножение ,то во втором пространстве будет про-
изводиться
свертка .Это требуется для анализа длинной после-
довательности
,где легче перемножить спектры ,а потом взять
обратное
преобразование Фурье .
Ck 2 2 2 Yk
3
2
1
-1
0 1 2 -1 0 1 2
CmY(0-m) еXmY(1-m)
еXmY(2-m) еXmY(3-m)
еXmY(4-m)
fm
12
6
0
1 2 3 4 m
4.2.2.
Дискретизация и квантование изображений
Сформированное и записанное изображение необходимо
преобразовать в форму, пригодную для цифровой обработки. Если изображения
записываются фотоэлектронным способом, то это обычно не составляет трудности,
так как из сканирующего фотоэлемента поступает электрический ток, пригодный для
дискретизации и квантования. Таким образом, данный случай можно рассматривать
как распространение соответствующих методов цифровой обработки одномерных
сигналов на двумерные сигналы. При этом ошибки квантования можно учесть
введением в блок-схему дополнительного .источника шума [11]. Расстояние между
отсчетами должно удовлетворять теореме Найквиста для двумерных колебаний [1].
Устройства для дискретизации и квантования изображений
основаны на технике микроденситометрии. В подобных системах на пленку
проектируется луч света с интенсивностью I1. Интенсивность I2 света, прошедшего сквозь пленку (или отраженного от
нее), измеряется фотоумножителем. По коэффициенту пропускания
Т= (4.16)
с
помощью соотношения (4.5) можно вычислить оптическую плотность. После этого
световое пятно на пленке можно сместить скачком и таким образом получить
отсчеты изображения. Математически этот процесс описывается соотношением
g1(x, y) = (4.17)
где g - изображение на пленке; ha
распределение яркости в сечении луча, освещающего пленку; g1 эквивалентное
изображение, из которого берутся отсчеты (т.е. в дискретных точках x = jx, y = ky сканирующий фотоприемник измеряет именно g1 ). Матрица отсчетов g1 ( jx, ky ) представляет собой дискретизованное, или цифровое,
изображение.
Из равенства (4.17) (справедливого также для случая
дискретизации изображений, полученных фотоэлектронными средствами) видно, что в
процессе дискретизации записанное изображение подвергается искажениям. За счет
правильного выбора распределения ha и расстояния
между отсчетами изображение можно фильтровать в процессе дискретизации.
Фильтрацию, связанную с процессом дискретизации [согласно формуле (4.17)],
можно использовать для подавления эффектов наложения, возникающих из-за того,
что ширина спектра изображения обычно не ограничена (из-за шума зернистости
пленки и других высокочастотных составляющих) [12]. Дискретизация коэффициента
пропускания эквивалентна дискретизации яркостного изображения, а дискретизация
плотности эквивалентна дискретизации плотностного изображения. Часто
можно услышать, что предпочтительнее квантовать плотность, так как
логарифмическая зависимость приводит к уменьшению динамического диапазона.
Однако подобные упрощенные рассуждения могут приводить к ошибкам [13].
4.2.3. Восстановление
и демонстрация цифровых изображений
При цифровой обработке одномерных сигналов
восстановление аналогового сигнала из последовательности чисел достигается
путем низкочастотной фильтрации, что теоретически обосновывается теоремой об
интерполяции колебаниями с ограниченным спектром [11]. В идеальном случае для
такой интерполяции следует применять функцию вида sin . Однако данная функция не имеет двумерного варианта,
который можно было бы использовать для восстановления аналоговых изображений,
так как импульсный отклик идеального фильтра нижних частот, имеющий вид sin, принимает
отрицательные значения, а это выдвигает требование получения отрицательного
света, невыполнимое при восстановлении изображений.
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8
|